時間：2023-06-05 10:30:24
開篇：寫作不僅是一種記錄，更是一種創造，它讓我們能夠捕捉那些稍縱即逝的靈感，將它們永久地定格在紙上。下面是小編精心整理的12篇開關電源設計，希望這些內容能成為您創作過程中的良師益友，陪伴您不斷探索和進步。
二、參數設置相鄰導線間距必須能滿足電氣安全要求，而且為了便于操作和生產，間距也應盡量寬些。最小間距至少要能適合承受的電壓，在布線密度較低時，信號線的間距可適當地加大，對高、低電平懸殊的信號線應盡可能地短且加大間距，一般情況下將走線間距設為8mil。
焊盤內孔邊緣到印制板邊的距離要大于1mm，這樣可以避免加工時導致焊盤缺損。當與焊盤連接的走線較細時，要將焊盤與走線之間的連接設計成水滴狀，這樣的好處是焊盤不容易起皮，而是走線與焊盤不易斷開。
三、元器件布局實踐證明，即使電路原理圖設計正確，印制電路板設計不當，也會對電子設備的可靠性產生不利影響。例如，如果印制板兩條細平行線靠得很近，則會形成信號波形的延遲，在傳輸線的終端形成反射噪聲；由于電源、地線的考慮不周到而引起的干擾，會使產品的性能下降，因此，在設計印制電路板的時候，應注意采用正確的方法。每一個開關電源都有四個電流回路：
(1).電源開關交流回路
(2).輸出整流交流回路
(3).輸入信號源電流回路
(4).輸出負載電流回路輸入回路通過一個近似直流的電流對輸入電容充電，濾波電容主要起到一個寬帶儲能作用；類似地，輸出濾波電容也用來儲存來自輸出整流器的高頻能量，同時消除輸出負載回路的直流能量。所以，輸入和輸出濾波電容的接線端十分重要，輸入及輸出電流回路應分別只從濾波電容的接線端連接到電源；如果在輸入/輸出回路和電源開關/整流回路之間的連接無法與電容的接線端直接相連，交流能量將由輸入或輸出濾波電容并輻射到環境中去。電源開關交流回路和整流器的交流回路包含高幅梯形電流，這些電流中諧波成分很高，其頻率遠大于開關基頻，峰值幅度可高達持續輸入/輸出直流電流幅度的5倍，過渡時間通常約為50ns。這兩個回路最容易產生電磁干擾，因此必須在電源中其它印制線布線之前先布好這些交流回路，每個回路的三種主要的元件濾波電容、電源開關或整流器、電感或變壓器應彼此相鄰地進行放置，調整元件位置使它們之間的電流路徑盡可能短。建立開關電源布局的最好方法與其電氣設計相似，最佳設計流程如下：
·放置變壓器
·設計電源開關電流回路
·設計輸出整流器電流回路
·連接到交流電源電路的控制電路
·設計輸入電流源回路和輸入濾波器設計輸出負載回路和輸出濾波器根據電路的功能單元，對電路的全部元器件進行布局時，要符合以下原則：
(1)首先要考慮PCB尺寸大小。PCB尺寸過大時，印制線條長，阻抗增加，抗噪聲能力下降，成本也增加；過小則散熱不好，且鄰近線條易受干擾。電路板的最佳形狀矩形，長寬比為3：2或4：3，位于電路板邊緣的元器件，離電路板邊緣一般不小于2mm。
(2)放置器件時要考慮以后的焊接，不要太密集.
(3)以每個功能電路的核心元件為中心，圍繞它來進行布局。元器件應均勻、整齊、緊湊地排列在PCB上，盡量減少和縮短各元器件之間的引線和連接,去耦電容盡量靠近器件的VCC。
(4)在高頻下工作的電路，要考慮元器件之間的分布參數。一般電路應盡可能使元器件平行排列。這樣，不但美觀，而且裝焊容易，易于批量生產。
(5)按照電路的流程安排各個功能電路單元的位置，使布局便于信號流通，并使信號盡可能保持一致的方向。
(6)布局的首要原則是保證布線的布通率，移動器件時注意飛線的連接，把有連線關系的器件放在一起。
(7)盡可能地減小環路面積,以抑制開關電源的輻射干擾。
四、布線開關電源中包含有高頻信號，PCB上任何印制線都可以起到天線的作用，印制線的長度和寬度會影響其阻抗和感抗，從而影響頻率響應。即使是通過直流信號的印制線也會從鄰近的印制線耦合到射頻信號并造成電路問題(甚至再次輻射出干擾信號)。因此應將所有通過交流電流的印制線設計得盡可能短而寬，這意味著必須將所有連接到印制線和連接到其他電源線的元器件放置得很近。印制線的長度與其表現出的電感量和阻抗成正比，而寬度則與印制線的電感量和阻抗成反比。長度反映出印制線響應的波長，長度越長，印制線能發送和接收電磁波的頻率越低，它就能輻射出更多的射頻能量。根據印制線路板電流的大小，盡量加租電源線寬度，減少環路電阻。同時、使電源線、地線的走向和電流的方向一致，這樣有助于增強抗噪聲能力。接地是開關電源四個電流回路的底層支路，作為電路的公共參考點起著很重要的作用，它是控制干擾的重要方法。因此，在布局中應仔細考慮接地線的放置，將各種接地混合會造成電源工作不穩定。在地線設計中應注意以下幾點：
1.正確選擇單點接地通常，濾波電容公共端應是其它的接地點耦合到大電流的交流地的唯一連接點，同一級電路的接地點應盡量靠近，并且本級電路的電源濾波電容也應接在該級接地點上，主要是考慮電路各部分回流到地的電流是變化的，因實際流過的線路的阻抗會導致電路各部分地電位的變化而引入干擾。在本開關電源中，它的布線和器件間的電感影響較小，而接地電路形成的環流對干擾影響較大，因而采用一點接地，即將電源開關電流回路（中的幾個器件的地線都連到接地腳上，輸出整流器電流回路的幾個器件的地線也同樣接到相應的濾波電容的接地腳上，這樣電源工作較穩定，不易自激。做不到單點時，在共地處接兩二極管或一小電阻，其實接在比較集中的一塊銅箔處就可以。
2.盡量加粗接地線若接地線很細，接地電位則隨電流的變化而變化，致使電子設備的定時信號電平不穩，抗噪聲性能變壞，因此要確保每一個大電流的接地端采用盡量短而寬的印制線，盡量加寬電源、地線寬度，最好是地線比電源線寬，它們的關系是：地線＞電源線＞信號線，如有可能，接地線的寬度應大于3mm，也可用大面積銅層作地線用,在印制板上把沒被用上的地方都與地相連接作為地線用。進行全局布線的時候，還須遵循以下原則：
(1).布線方向：從焊接面看，元件的排列方位盡可能保持與原理圖相一致，布線方向最好與電路圖走線方向相一致，因生產過程中通常需要在焊接面進行各種參數的檢測，故這樣做便于生產中的檢查，調試及檢修（注：指在滿足電路性能及整機安裝與面板布局要求的前提下）。
(2).設計布線圖時走線盡量少拐彎，印刷弧上的線寬不要突變，導線拐角應≥90度,力求線條簡單明了。
(3).印刷電路中不允許有交叉電路，對于可能交叉的線條，可以用“鉆”、“繞”兩種辦法解決。即讓某引線從別的電阻、電容、三極管腳下的空隙處“鉆”過去，或從可能交叉的某條引線的一端“繞”過去，在特殊情況下如何電路很復雜，為簡化設計也允許用導線跨接，解決交叉電路問題。因采用單面板，直插元件位于top面，表貼器件位于bottom面，所以在布局的時候直插器件可與表貼器件交疊，但要避免焊盤重疊。
3．輸入地與輸出地本開關電源中為低壓的DC－DC，欲將輸出電壓反饋壓器的初級，兩邊的電路應有共同的參考地，所以在對兩邊的地線分別鋪銅之后，還要連接在一起，形成共同的地。
五、檢查布線設計完成后，需認真檢查布線設計是否符合設計者所制定的規則，同時也需確認所制定的規則是否符合印制板生產工藝的需求，一般檢查線與線、線與元件焊盤、線與貫通孔、元件焊盤與貫通孔、貫通孔與貫通孔之間的距離是否合理，是否滿足生產要求。電源線和地線的寬度是否合適，在PCB中是否還有能讓地線加寬的地方。注意：有些錯誤可以忽略，例如有些接插件的Outline的一部分放在了板框外，檢查間距時會出錯；另外每次修改過走線和過孔之后，都要重新覆銅一次。
六、復查根據“PCB檢查表”，內容包括設計規則，層定義、線寬、間距、焊盤、過孔設置，還要重點復查器件布局的合理性，電源、地線網絡的走線，高速時鐘網絡的走線與屏蔽，去耦電容的擺放和連接等。
七、設計輸出輸出光繪文件的注意事項：
關鍵詞： 星載電源； 多路輸出開關電源； 小型化設計； 電路設計
中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）20?0145?03
Design of satellite?borne multi?channel output DC/DC converter
ZHANG Qian， LIU Ke?cheng， WANG Wei?guo
（Lanzhou Institute of Physics， Lanzhou 730000， China）
Abstract： A satellite?borne multi?channel output DC/DC converter is introduced. The method of the power supply design can meet the needs of most of the satellite?borne multi?channel output DC/DC converters. The design characteristics of the power supply are particularly introduced. The operating principle is analyzed. The design formulas are also given. The miniaturization design of the satellite?borne DC/DC converter was optimized. It can be widely used in satellite?borne multi?channel output DC/DC converters.
Keywords： satellite?borne power supply； multi?channel output DC/DC converter； miniaturization design； circuit design
隨著我國航天事業的發展，衛星有效載荷的數量和種類越來越多，勢必要求與之相配套的開關電源的體積和重量進一步減小。因此，開關電源的小型化設計成為目前星載開關電源研究的一個熱門課題。眾所周知，開關電源的小型化可以從優化電路設計和采用新工藝兩個方面入手，例如采用混合厚膜工藝可以大幅度地減小電源的體積和重量，但國產混合厚膜開關電源在航天領域目前還處在推廣中，主要是其抗輻照性能對于高軌長壽命衛星來說存在著一定的局限性。因此，采用表貼工藝的開關電源在航天領域依然具備廣闊的市場。這就要求必須在電路設計上進行優化，以滿足星載開關電源小型化的要求。本文介紹一種多路輸出開關電源，它采用不同拓撲組合的方式，能夠滿足星上大部分中小功率設備的供電需求。
1 星載多路輸出開關電源的幾種設計方案
1.1 單端反激式多路輸出開關電源
圖1所示單端反激式多路輸出開關電源的設計思路是：考慮到星載開關電源的磁隔離要求，采取前級自持預穩壓，后級各路輸出進行二次穩壓的方式。反激式拓撲的特點是電路結構簡單，易于實現多路輸出。如果不采用二次穩壓，次級各路輸出的電壓和負載穩定度不會優于±3%，很難滿足星上大部分用電設備的需求，因此，常常會在輸出端進行二次穩壓。常用的方法是采用三端穩壓器進行二次穩壓，這樣輸出各路電壓穩定度優于±1%，能夠滿足星上用電設備的需求，采用三端穩壓器進行二次穩壓的另一個優點是如果用電設備對低頻干擾比較敏感，那么輸出后級采用三端穩壓器進行二次穩壓還能有效隔離輸入端引入的低頻干擾，保證用電設備正常工作[1]。但是單端反激式多路輸出開關電源同樣有它的局限性，如果其中某一路輸出電流比較大，后級采用三端穩壓器進行二次穩壓會造成很大的功耗，從而降低了電源的轉換效率，進而影響了電源的工作壽命。
1.2 單端正激式多路輸出開關電源
圖2所示單端正激式多路輸出開關電源的設計思路是：主路輸出采用閉環直接反饋控制，輔輸出采用磁鏈耦合技術以改善輔路輸出的電壓和負載穩定度。設計上一般主路輸出功率比較大，輔路輸出功率相對比較小，即便如此輔路輸出的電壓和負載穩定度也不會優于±5%，而且輔路輸出的功率越大，輔路輸出的穩定度也越差。這種方案一般設計成3路電源，路數再多輔路輸出的穩定度就無法接受了。總體上單端正激式多路輸出開關電源輔路輸出負載和電壓穩定度要比單端反激式多路輸出開關電源各路輸出負載和電壓穩定度差。
圖1 單端反激式多路輸出
圖2 單端正激式多路輸出開關電源
1.3 單端反激和單端正激相結合的多路輸出開關電源
從圖3可以看出電源由反激拓撲和正激拓撲組成，考慮到電源小型化的需求，電源共用一個消浪涌電路和輸入濾波電路。反激電路組成三路小電流輸出，后級各路輸出通過三端穩壓器進行進一步穩壓，反激主變壓器上繞制的兩個輔助繞組的輸出電壓給正激電路的PWM芯片供電，由于反激電路采取了前級預穩壓，同時給PWM芯片供電的負載電流比較小（小于100 mA）。因此反激主變壓器上的兩個輔助繞組給PWM芯片的供電電壓非常穩定，能夠滿足在不同條件下PWM芯片的供電要求。這種方案既滿足了星用開關電源的磁隔離要求，又避免了方案（1）中大負載電流下使用三端穩壓器進行二次穩壓造成的功耗過大的問題，同時也解決了方案（2）中的輔路輸出穩定度不高的問題。最大的優點是這種方案不受路數上的限制，設計上可以把小電流各路全部在單端反激中輸出，大電流各路從單端正激中輸出。本文設計了一款五路輸出電源，其中18.5 V，±14.5 V負載電流小于1 A從三路反激電源中出；7.5 V，5.5 V負載電流比較大從正激電源中出，它們的PWM芯片供電電壓都是從三路反激電源的輔助繞組中輸出的。
2 關鍵電路參數設計
技術指標如下：輸入電壓為DC 25～33 V；開關頻率為200 kHz；最大占空比為0.5；輸出電壓/電流為18.5 V/0.33 A， +14.5 V/0.3 A，-14.5 V/0.11 A，7.5 V/2.9 A，5.5 V/5.8 A；轉換效率≥78%。
圖3 單端反激和正激相結合的多路輸出開關電源
2.1 變壓器的設計
電源涉及反激電路和正激電路變壓器的設計，反激變換器的特點是當主功率開關管導通時變壓器原邊電感存儲能量，負載的能量從輸出濾波電路的電容處得到；而當關斷時，變壓器原邊電感的能量將會傳送到副邊負載和它的濾波電容處，以補償濾波電容在開關導通狀態下消耗的能量[6]。具體設計如下：由于鐵氧體材料有很好的儲能和抑制信號傳輸過程中的尖峰和振鈴作用，因此采用這種材料作為變壓器磁芯是最好的選擇之一。綜合考慮反激電源的額定功率，轉換效率以及磁芯的窗口利用率，選擇RM8作為反激電源變壓器的磁芯。初級線圈的峰值電流為：
[Ipmax=2TPoTonmaxUiminη] （1）
式中：[Uimin]為變壓器初級輸入的最小直流電壓；T為開關電源周期；[Tonmax]為開關管導通時間；[Po]為輸出功率；η為變換效率。
初級線圈的電感為：
[Lp=UiminTonmax0Ipmax] （2）
初級繞組的匝數為：
[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （3）
式中：[Sc]為磁芯有效截面積；[ΔB]為磁芯工作磁感應強度。
初次級繞組匝數比為：
[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （4）
式中：[UD]為輸出整流二極管，[Us]為次級輸出電壓。
次級繞組匝數為：
[n12=NpNs] （5）
變壓器氣隙為：
[Ig=μrN2pScLp] （6）
式中：[Ig]的單位為mm；[μr]=4π，[Sc]的單位為mm2；[Lp]的單位為mH。按照式（1）～式（6）計算得：[Ipmax]=3 A， [Lp]=16.7 μH， [Np]=7匝；18.5 V的匝數為9匝；±14.5 V時匝數為7匝。給PWM芯片供電的兩個輔助繞組的匝數為6匝，變壓器氣隙為0.24 mm。
正激電路變壓器的設計同樣需要綜合考慮電源的額定功率，轉換效率、磁芯的窗口利用率以及磁芯的最佳磁密度。7.5 V選擇RM6作為變壓器磁芯，5.5 V選擇RM8作為變壓器磁芯。初級繞組匝數為：
[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （7）
式中：[Tonmax]的單位為s，[ΔB]的單位為T，[Sc]的單位為cm2。
次級繞組匝數為：
[Ns≥Np（Us+UD）DmaxUimin] （8）
式中[Dmax]為最大占空比。
按照式（7）～（8）計算得：7.5 V輸出[Np]為13匝，[Ns]為10匝；5.5 V輸出[Np]為8匝，[Ns]為5匝。變壓器導線電流密度取7～8 A/mm2。
2.2 輸出濾波電路的設計
反激變換器由于其主變壓器初級充當了儲能電感的作用，因此其輸出各路可以不要差模電感，考慮到EMC的需要，可在輸出各路增加一個共模電感，反激變換器的輸出電容可由式（9）算出。
[C≥5TsU08UoppR] （9）
式中：[Ts]為電源周期；[U0]為電源各路額定電壓；[Uopp]為輸出紋波電壓，[R]為負載電阻，工程實際中還需要考慮電源的ESR值。
按照式（9）計算得：18.5 V輸出[C≥]21 μF，14.5 V輸出[C≥]19 μF，-14.5 V輸出[C≥]7 μF。正激變換器輸出差模電感工作在連續狀態其輸出紋波電壓小，工作在非連續狀態其輸出紋波電壓大。設計上一般將額定輸出電流的設定為電感連續和非連續工作狀態的臨界點，得到輸出差模電感的計算公式為：
[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （10）
按照式（10）計算得：7.5 V輸出[L0]=57 μH，5.5 V輸出[L0]=20 μH。按照式（9）計算得各路輸出濾波電容：7.5 V輸出[C≥]169 μF，5.5 V輸出[C≥]365 μF。
2.3 關鍵點波形和數據
表1列出了反激電路兩個輔助繞組給正激電路PWM芯片供電的電壓在不同輸入電壓負載一定下的電壓值，表2列出了輸入電壓一定負載變化下的電壓值。
表1 不同輸入電壓負載一定下的電壓值 V
表2 輸入電壓一定負載變化下的電壓值 V
圖4 額定輸入下反激電路主開關管漏源波形
圖5 額定輸入下7.5 V正激電路主開關管漏源波形
3 結 論
本文介紹了一種新型的星用多路輸出開關電源，不僅有效地解決了傳統星用開關電源的一些弊病，同時在電源的小型化設計上具備一定的優勢，在星用開關電源的應用上具備廣闊的前景。
圖6 額定輸入下5.5 V正激電路主開關管漏源波形
參考文獻
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[3] 戶川治郎.實用電源電路設計[M].北京：科學出版社，2005.
[4] 甘久超，謝運祥，顏凌峰.DC/DC變換器的多路輸出技術綜述[J].電工技術雜志，2002（4）：1?4.
關鍵詞：單片開關電源快速設計
TOPSwith Ⅱ
The Way of Quick Design for Single chip Switching Power Supply Abctract:Three ends single chip switching power supply is new type switching power supply core which has been popular since 1990.This paper introduces quick design for single chip switching power supply.
Keywords:Single chip switching power supply，Quick design，Topswith Ⅱ
在設計開關電源時，首先面臨的問題是如何選擇合適的單片開關電源芯片，既能滿足要求，又不因選型不當而造成資源的浪費。然而，這并非易事。原因之一是單片開關電源現已形成四大系列、近70種型號，即使采用同一種封裝的不同型號，其輸出功率也各不相同；原因之二是選擇芯片時，不僅要知道設計的輸出功率PO，還必須預先確定開關電源的效率η和芯片的功率損耗PD，而后兩個特征參數只有在設計安裝好開關電源時才能測出來，在設計之前它們是未知的。
下面重點介紹利用TOPSwitch－II系列單片開關電源的功率損耗（PD）與電源效率（η）、輸出功率（PO）關系曲線，快速選擇芯片的方法，可圓滿解決上述難題。在設計前，只要根據預期的輸出功率和電源效率值，即可從曲線上查出最合適的單片開關電源型號及功率損耗值，這不僅簡化了設計，還為選擇散熱器提
η/％(Uimin=85V)
中圖法分類號：TN86文獻標識碼：A文章編碼：02192713(2000)0948805
PO/W
供了依據。
1TOPSwitch－II的PD與η、PO關系曲線
TOPSwitch－II系列的交流輸入電壓分寬范圍輸入（亦稱通用輸入），固定輸入（也叫單一電壓輸入）兩種情況。二者的交流輸入電壓分別為Ui=85V～265V，230V±15％。
1．1寬范圍輸入時PD與η，PO的關系曲線
TOP221～TOP227系列單片開關電源在寬范圍輸入（85V～265V）的條件下，當UO=＋5V或者＋12V時，PD與η、PO的關系曲線分別如圖1、圖2所示。這里假定交流輸入電壓最小值Uimin=85V，最高
η/％(Uimin=85V)
η/％(Uimin=195V)
交流輸入電壓Uimax=265V。圖中的橫坐標代表輸出功率PO，縱坐標表示電源效率η。所畫出的7條實線分別對應于TOP221～TOP227的電源效率，而15條虛線均為芯片功耗的等值線（下同）。
1．2固定輸入時PD與η、PO的關系曲線
TOP221～TOP227系列在固定交流輸入（230V±15％）條件下，當UO=＋5V或＋12V時，PD與η、PO的關系曲線分別如圖3、圖4所示。這兩個曲線族對于208V、220V、240V也同樣適用。現假定Uimin=195V，Uimax=265V。
2正確選擇TOPSwitch－II芯片的方法
利用上述關系曲線迅速確定TOPSwitch－II芯片型號的設計程序如下：
（1）首先確定哪一幅曲線圖適用。例如，當Ui=85V～265V，UO=＋5V時，應選擇圖1。而當Ui=220V(即230V－230V×4.3％)，UO=＋12V時，就只能選圖4；
（2）然后在橫坐標上找出欲設計的輸出功率點位置（PO）；
（3）從輸出功率點垂直向上移動，直到選中合適芯片所指的那條實曲線。如不適用，可繼續向上查找另一條實線；
（4）再從等值線（虛線）上讀出芯片的功耗PD。進而還可求出芯片的結溫（Tj）以確定散熱片的大小；
（5）最后轉入電路設計階段，包括高頻變壓器設計，外圍元器件參數的選擇等。
下面將通過3個典型設計實例加以說明。
例1：設計輸出為5V、300W的通用開關電源
通用開關電源就意味著交流輸入電壓范圍是85V～265V。又因UO=＋5V，故必須查圖1所示的曲線。首先從橫坐標上找到PO=30W的輸出功率點，然后垂直上移與TOP224的實線相交于一點，由縱坐標上查出該點的η=71.2％，最后從經過這點的那條等值線上查得PD=2.5W。這表明，選擇TOP224就能輸出30W功率，并且預期的電源效率為71.2％，芯片功耗為2.5W。
若覺得η=71.2％的效率指標偏低，還可繼續往上查找TOP225的實線。同理，選擇TOP225也能輸出30W功率，而預期的電源效率將提高到75％，芯片功耗降至1.7W。
根據所得到的PD值，進而可完成散熱片設計。這是因為在設計前對所用芯片功耗做出的估計是完全可信的。
例2：設計交流固定輸入230V±15％，輸出為直流12V、30W開關電源。
根據已知條件，從圖4中可以查出，TOP223是最佳選擇，此時PO=30W，η=85.2％，PD=0.8W。
例3：計算TOPswitch－II的結溫
這里講的結溫是指管芯溫度Tj。假定已知從結到器件表面的熱阻為RθA(它包括TOPSwitch－II管芯到外殼的熱阻Rθ1和外殼到散熱片的熱阻Rθ2)、環境溫度為TA。再從相關曲線圖中查出PD值，即可用下式求出芯片的結溫：
Tj=PD·RθA＋TA(1)
舉例說明，TOP225的設計功耗為1.7W，RθA=20℃/W，TA=40℃，代入式（1）中得到Tj=74℃。設計時必須保證，在最高環境溫度TAM下，芯片結溫Tj低于100℃，才能使開關電源長期正常工作。
3根據輸出功率比來修正等效輸出功率等參數
3．1修正方法
如上所述，PD與η，PO的關系曲線均對交流輸入電壓最小值作了限制。圖1和圖2規定的Uimin=85V，而圖3與圖4規定Uimin=195V（即230V－230V×15％）。若交流輸入電壓最小值不符合上述規定，就會直接影響芯片的正確選擇。此時須將實際的交流輸入電壓最小值Uimin′所對應的輸入功率PO′，折算成Uimin為規定值時的等效功率PO，才能使用上述4圖。折算系數亦稱輸出功率比（PO′/PO）用K表示。TOPSwitch－II在寬范圍輸入、固定輸入兩種情況下，K與U′min的特性曲線分別如圖5、圖6中的實線所示。需要說明幾點：
（1）圖5和圖6的額定交流輸入電壓最小值Uimin依次為85V，195V，圖中的橫坐標僅標出Ui在低端的電壓范圍。
（2）當Uimin′>Uimin時K>1，即PO′>PO，這表明原來選中的芯片此時已具有更大的可用功率，必要時可選輸出功率略低的芯片。當Uimin′
（1）首先從圖5、圖6中選擇適用的特性曲線，然后根據已知的Uimin′值查出折算系數K。
（2）將PO′折算成Uimin為規定值時的等效功率PO，有公式
PO=PO′/K（2）
（3）最后從圖1～圖4中選取適用的關系曲線，并根據PO值查出合適的芯片型號以及η、PD參數值。
下面通過一個典型的實例來說明修正方法。
例4：設計12V，35W的通用開關電源
已知Uimin=85V，假定Uimin′=90％×115V=103.5V。從圖5中查出K=1.15。將PO′=35W、K=1.15一并代入式（2）中，計算出PO=30.4W。再根據PO值，從圖2上查出最佳選擇應是TOP224型芯片，此時η=81.6％，PD=2W。
若選TOP223，則η降至73.5％，PD增加到5W，顯然不合適。倘若選TOP225型，就會造成資源浪費，因為它比TOP224的價格要高一些，且適合輸出40W～60W的更大功率。
3．2相關參數的修正及選擇
（1）修正初級電感量
在使用TOPSwitch－II系列設計開關電源時，高頻變壓器以及相關元件參數的典型情況見表1，這些數值可做為初選值。當Uimin′
查表1可知，使用TOP224時，LP=1475μH。當K=1.15時，LP′=1.15×1475=1696μH。
表2光耦合器參數隨Uimin′的變化
最低交流輸入電壓Uimin(V) 85 195 LED的工作電流IF（mA） 3.5 5.0 光敏三極管的發射極電流IE（mA） 3.5 5.0
（2）對其他參數的影響
當Uimin的規定值發生變化時，TOPSwitch－II的占空比亦隨之改變，進而影響光耦合器中的LED工作電流IF、光敏三極管發射極電流IE也產生變化。此時應根據表2對IF、IE進行重新調整。
TOPSwitch－II獨立于Ui、PO的電源參數值，見表3。這些參數一般不受Uimin變化的影響。
表3獨立于Ui、PO的電源參數值
獨立參數 典型值 開關頻率f(kHz) 100 輸入保護電路的箝位電壓UB(V) 200 輸出級肖特基整流二極管的正向壓降UF(V) 0.4 初始偏置電壓UFB(V) 16
引言
設計一個具有良好動態和靜態性能的開關電源時，控制環路的設計是很重要的一個部分。而環路的設計與主電路的拓撲和參數有極大關系。為了進行穩定性分析，有必要建立開關電源完整的小信號數學模型。在頻域模型下，波特圖提供了一種簡單方便的工程分析方法，可用來進行環路增益的計算和穩定性分析。由于開關電源本質上是一個非線性的控制對象，因此，用解析的辦法建模只能近似建立其在穩態時的小信號擾動模型，而用該模型來解釋大范圍的擾動（例如啟動過程和負載劇烈變化過程）并不完全準確。好在開關電源一般工作在穩態，實踐表明，依據小信號擾動模型設計出的控制電路，配合軟啟動電路、限流電路、鉗位電路和其他輔助部分后，完全能使開關電源的性能滿足要求。開關電源一般采用Buck電路，工作在定頻PWM控制方式，本文以此為基礎進行分析。采用其他拓撲的開關電源分析方法類似。
1 Buck電路電感電流連續時的小信號模型
圖1為典型的Buck電路，為了簡化分析，假定功率開關管S和D1為理想開關，濾波電感L為理想電感（電阻為0），電路工作在連續電流模式（CCM）下。Re為濾波電容C的等效串聯電阻，Ro為負載電阻。各狀態變量的正方向定義如圖1中所示。
S導通時，對電感列狀態方程有
L(dil/dt)=Uin－Uo （1）
S斷開，D1續流導通時，狀態方程變為
L(dil/dt)=－Uo （2）
占空比為D時，一個開關周期過程中，式（1）及式（2）分別持續了DTs和（1－D）Ts的時間（Ts為開關周期），因此，一個周期內電感的平均狀態方程為
L(dil/dt)=D(Uin－Uo)＋(1－D)(－Uo)=DUin－Uo （3）
穩態時，=0，則DUin=Uo。這說明穩態時輸出電壓是一個常數，其大小與占空比D和輸入電壓Uin成正比。
由于電路各狀態變量總是圍繞穩態值波動，因此，由式（3）得
L[d(il+il')/dt]=(D＋d)(Uin＋Uin')－(Uo＋Uo') （4）
式（4）由式（3）的穩態值加小信號波動值形成。上標為波浪符的量為波動量，d為D的波動量。式（4）減式（3）并略去了兩個波動量的乘積項得
L(dil'/dt)=DUin'＋dUin－Uo' （5）
由圖1，又有
iL=C(duc/dt)＋Uo/R0 （6）
Uo=Uc＋ReC(duc/dt) （7）
式（6）及式（7）不論電路工作在哪種狀態均成立。由式（6）及式（7）可得
iL＋ReC(dil/dt)=1/Ro(Uo＋CRo(duo/dt)) （8）
式（8）的推導中假設Re<<Ro。由于穩態時dil/dt=0，dUo/dt=0，由式（8）得穩態方程為iL=Uo/Ro。這說明穩態時電感電流平均值全部流過負載。對式（8）中各變量附加小信號波動量得
式（9）減式（8）得
iL+ReC(dil/dt)=1/Ro(Uo＋CRo(dUo/dt)) （10）
將式（10）進行拉氏變換得
iL(s)=(Uo(s)/Ro)·[(1+sCRo)/(1+sCRe)] (11)
(s)=（11）一般認為在開關頻率的頻帶范圍內輸入電壓是恒定的，即可假設=0并將其代入式（5），將式（5）進行拉氏變換得
sLiL'(s)=d(s)Uin－Uo'(s) （12）
由式（11），式（12）得
Uo'(s)/d(s)=Uin[(1+sCRe)/(s2LC+s(ReC+L/Ro)+1] （13）
iL'(s)/d(s)=[(1+sCRo)/s2LC+s(ReC+L/Ro)+1]·Uin/Ro （14）
式(13)，式(14)便為Buck電路在電感電流連續時的控制－輸出小信號傳遞函數。
2 電壓模式控制（VMC）
電壓模式控制方法僅采用單電壓環進行校正，比較簡單，容易實現，可以滿足大多數情況下的性能要求，如圖2所示。
圖2中，當電壓誤差放大器（E/A）增益較低、帶寬很窄時，Vc波形近似直流電平，并有
D=Vc/Vs （15）
d=Vc'/Vs （16）
式（16）為式（15）的小信號波動方程。整個電路的環路結構如圖3所示。圖3沒有考慮輸入電壓的變化，即假設Uin=0。圖3中，（一般為0）及分別為電壓給定與電壓輸出的小信號波動；KFB=UREF/Uo，為反饋系數；誤差e為輸出采樣值偏離穩態點的波動值，經電壓誤差放大器KEA放大后，得；KMOD為脈沖寬度調制器增益，KMOD=d/=1/Vs；KPWR為主電路增益，KPWR=/d=Uin；KLC為輸出濾波器傳遞函數，KLC=(1+sCRe)/[S2LC+s(ReC+L/Ro)+1]。
在已知環路其他部分的傳遞函數表達式后，即可設計電壓誤差放大器了。由于KLC提供了一個零點和兩個諧振極點，因此，一般將E/A設計成PI調節器即可，KEA=KP(1＋ωz/s)。其中ωz用于消除穩態誤差，一般取為KLC零極點的1/10以下；KP用于使剪切頻率處的開環增益以－20dB/十倍頻穿越0dB線，相角裕量略小于90°。
VMC方法有以下缺點：
1）沒有可預測輸入電壓影響的電壓前饋機制，對瞬變的輸入電壓響應較慢，需要很高的環路增益；
2）對由L和C產生的二階極點（產生180°的相移）沒有構成補償，動態響應較慢。
VMC的缺點可用下面將要介紹的CMC方法克服。
3 平均電流模式控制（AverageCMC）
平均電流模式控制含有電壓外環和電流內環兩個環路，如圖4所示。電壓環提供電感電流的給定，電流環采用誤差放大器對送入的電感電流給定（Vcv）和反饋信號（iLRs）之差進行比較、放大，得到的誤差放大器輸出Vc再和三角波Vs進行比較，最后即得控制占空比的開關信號。圖4中Rs為采樣電阻。對于一個設計良好的電流誤差放大器，Vc不會是一個直流量，當開關導通時，電感電流上升，會導致Vc下降；開關關斷，電感電流下降時，會導致Vc上升。電流環的設計原則是，不能使Vc上升斜率超過三角波的上升斜率，兩者斜率相等時就是最優。原因是：如果Vc上升斜率超過三角波的上升斜率，會導致Vc峰值超過Vs的峰值，在下個周波時Vc和Vs就可能不會相交，造成次諧波振蕩。
采用斜坡匹配的方法進行最優設計后，PWM控制器的增益會隨占空比D的變化而變，如圖5所示。
當D很大時，較小的Vc會引起D較大的改變，而D較小時，即使Vc變化很大，D的改變也不大，即增益下降。所以有
d=DV'/Vs （17）
不妨設電壓環帶寬遠低于電流環，則在分析電流環時Vcv為常數。當Vc的上升斜率等于三角波斜率時，在開關頻率fs處,電流誤差放大器的增益GCA為
GCA[d(iLRs)/dt]=GCA(Vo/L)Rs=Vsfs （18）
GCA=Vc'/(iL'Rs)=VsfsL/(UoRs) （19）
高頻下，將式（14）分子中的“1”和分母中的低階項忽略，并化簡，得
iL'(s)=[d(s)Uin]/sL （20）
由式（17）及式（20）有
(iL'Rs)/Vc'=[Rsd(s)Uin/(sL)]/[d(s)Vs/D]=(RsUinD)/(sLVs) （21）
將式（19）與式（21）相乘，得整個電流環的開環傳遞函數為
(RsUinD/sLVs)·(VsfsL)/(UoRs)=fs/s （22）
圖7
將s=2πfc代入上式，并令上式等于1時，可得環路的剪切頻率fc=fs/(2π)。因此，可將電流環等效為延時時間常數為一個開關周期的純慣性環節，如圖6所示。顯然，當電流誤差放大器的增益GCA小于最優值時，電流響應的延時將會更長。
GCA中一般要在fs處或更高頻處形成一個高頻極點，以使fs以后的電流環開環增益以－40dB/dec的斜率下降，這樣雖然使相角裕量稍變小，但可以消除電流反饋波形上的高頻毛刺的影響，提高電流環的抗干擾能力。低頻下一般要加一個零點，使電流環開環增益變大，減小穩態誤差。
整個環路的結構如圖7所示。其中KEA，KFB定義如前。可見相對VMC而言（參見圖3），平均CMC消除了原來由濾波電感引起的極點（新增極點fs很大，對電壓環影響很小），將環路校正成了一階系統,電壓環增益可以保持恒定，不隨輸入電壓Vin而變，外環設計變得更加容易。
4 峰值電流模式控制（PeakCMC）
平均CMC由于要采樣濾波電感的電流，有時顯得不太方便，因此，實踐中經常采用一種變通的電流模式控制方法，即峰值CMC，如圖8所示。電壓外環輸出控制量（Vc）和由電感電流上升沿形成的斜坡波形(Vs)通過電壓比較器進行比較后，直接得到開關管的關斷信號（開通信號由時鐘自動給出），因此，電壓環的輸出控制量是電感電流的峰值給定量，由電感電流峰值控制占空比。
峰值CMC控制的是電感電流的峰值，而不是電感電流（經濾波后即負載電流），而峰值電流和平均電流之間存在誤差，因此，峰值CMC性能不如平均CMC。一般滿載時電感電流在導通期間的電流增量設計為額定電流的10％左右，因此，最好情況下峰值電感電流和平均值之間的誤差也有5％，負載越輕誤差越大，特別是進入不連續電流（DCM）工作區后誤差將超過100％，系統有時可能會出現振蕩現象。在剪切頻率fc以下，由圖6可知平均CMC的電流環開環增益可升到很高（可以>1000），電流可完全得到控制，但峰值CMC的電流環開環增益只能保持在10以內不變（峰值電流和平均值之間的誤差引起），因此，峰值CMC更適用于滿載場合。
峰值CMC的缺點還包括對噪音敏感，需要進行斜坡補償解決次諧波振蕩等問題。但由于峰值CMC存在逐周波限流等特有的優點，且容易通過脈沖電流互感器等簡單辦法復現電感電流峰值，因此，它在Buck電路中仍然得到了廣泛應用。
引言
目前，電子設備廣泛應用在各種不同領域中，各種的電子設備都離不開開關電源，這些設備在運行中會產生的高密度、寬頻譜的電磁信號，一些復雜的環境要求電子設備具有更高的電磁兼容性，于是關于EMC的設計方案就顯得十分重要。
一、電磁兼容性（EMC）的體系組成
電磁兼容性（EMC），其主要由電磁敏感性（EMS）和電磁干擾（EMI）組成。電子設備既要兼備使設備本身對外產生的噪聲較少，又要有對抗來自外部噪聲的功能。能滿足此兩項條件的電子設備，才能同時使用，互無干擾。電磁敏感性（EMS）指在存在電磁騷擾的情況下，裝置、設備或系統不能避免性能降低的能力也就是抗干擾能力；電磁干擾（EMI）指電子設備的輸出噪聲。所以電磁干擾和電磁敏感性既是一對難解難分的“冤家對頭”，又是相互關聯的矛盾統一體。
二、電磁兼容的基本概念
國際電工委員會（IEC）定義電磁兼容為：電磁兼容是電子設備的一種功能，電子設備在電磁環境中能完成其功能，而不產生不能容忍的干擾。我國頒布的電磁兼容標準中定義電磁兼容為：設備或系統的在其電磁環境中能正常工作且不對該環境中任何其他事物造成不能承受的電磁騷擾的能力。說明了電磁兼容的三層意思：一是電子設備應具有的抑制外部電磁干擾的能力；二是該電子設備所產生的電磁干擾應低于規定的限度，不得影響同一電磁環境中其他電子設備的正常工作；三是任何電子設備的電磁兼容性都是可以測量的。
電磁兼容性研究的領域主要包括電磁干擾的產生與傳輸、電磁兼容的設計標準、電磁干擾的診斷與抑制、電磁兼容性的測試四部分。所研究的對象有自然干擾源和人為干擾源，自然干擾源有大氣干擾源（雷電）、天電干擾源（太陽）、熱噪聲（電阻熱噪聲），人為干擾源有電網、電刷、家電、點火系統、手機等。我國在該領域起步較晚，但也制定了電磁兼容性的標準，特別在無線電、家電、電動工具等方面制定了規范的測量方法以及標準。
三、電磁兼容性的常見解決方案
目前電磁干擾（EMI）所帶來的問題已經是電磁兼容的主要問題，下面就電磁干擾的產生原因、解決方法、以及元件選擇和電路板的制作方法做簡單介紹。
1、開關電源電磁干擾（EMI）的產生及解決方法
1.1開關電源外部電磁干擾和內部電磁干擾的產生原因
220V/50HZ交流電網或115V/400HZ交流發機電機發電機，都存在各式各樣的EMI噪聲，還有人為的EMI干擾源如各種雷達、導航、通信等設備的列線電發射信號，會在電源線上和電子設備的連接電纜上感應出電磁干擾信號。
開關電源本身工作時也會產生各種各樣的電磁干擾噪聲，比如線性穩壓電源中，因整流而形成的單向脈 動電流也會產生電磁干擾，開關電源本身在功率變換時也會產生很強的EMI噪聲源，這些EMI噪聲也會嚴重影響其它電子設備的正常工作。
1.2針對EMI噪聲源采用的對策方法
常用對策就是采用無源噪聲濾波器，無源噪聲濾波器主要作用是防止外來電磁噪聲干擾電源設備本身控制電路的工作和外來電磁噪聲干擾負載工作，同時抑制電源設備本身產生的EMI還可以抑制由其它設備產生而經過電源傳播的EMI。無源噪聲濾波器有兩種類型，一種是共模噪音，一種是差模噪音，我們把兩條交流輸入引線上傳輸電位相等相同的干擾信號稱之為差模噪音，而把交流輸入線對大地的干擾稱之為共模噪音，對于任何電源輸入線上傳導的EMI噪聲，都可以用差模和共模噪音來表示，一般主要是抵制共模噪聲，因為共模噪聲在全頻域特別是高頻占主要部分而在低頻內差模噪聲比例較大，所以應根據實際情況設計合理的噪聲濾波器。
電源噪聲濾波器主要由共模線圈，差模電感，以及共模電容和差電容組成，其主要設計原則是選擇合理的共模電感線圈，使用磁芯有環形、巨形和U形，材料是鐵氧體，而差模電感線圈一般采用金屬粉壓磁芯，差模電容接在交流輸入線兩端安全等級分兩種，一種適合一般場合，另一種適用于會出現高的噪音峰值電壓的應用擊倒，共模電容接在交流進線與機殼地之間，它的容量是個重要參數，使其在額定頻率電壓漏電流小于安全規范值。
2、元器件選擇
元器件的選擇也是單板 EMC性能的主要影響因素。每種類型的電子元器件都有她自己的特性，這就需要仔細考慮設計。電子元器件的選擇方法可以來減少或者抑制EMI。
2.1器件封裝
電子元器件的封裝可以分為兩類，無鉛封裝和有鉛封裝。有鉛封裝的元器件會產生寄生效應，特別是在高頻范圍中，鉛的低值電感大概是1nH/mmlead. 在終端也可以產生小的電容效應，在4pf附近。因此應當盡可能的減少鉛的長度。無鉛和表面貼的元器件相比來說有更小的寄生效應，首選應當是表面帖元器件，然后是徑向的有鉛封裝元器件，然后才是軸向的有鉛封裝元器件。
2.2電阻
要想低的寄生效應，表面貼電阻是首選。有鉛封裝類型的電阻，選擇順序由高到低的次序是 炭膜電阻>金屬氧化膜電阻>線繞電阻。在放大電路設計中，電阻的選擇極為重要。在高頻范圍內，由于在電阻上的感應影響，阻抗會增大。因此，增益調整的電阻應盡可能地放置在靠近放大電路的地方，來降低板子的感應系數。
2.3電容
選擇合適的電容不是一件容易的事情，因為電容有不同的類型及行為反應。電容是解決許多 EMC問題的重要器件，旁路電容和去耦電容應當在電源入口的地方盡力靠近放在一起，來濾掉高頻噪聲，去耦電容的取值大約是旁路電容的1/100到1/1000，去耦電容應當盡可能的靠近IC，因為導線電阻會降低去耦電容的作用。
2.4電感
電感是電場和磁場的連接器件.因為可以和磁場相互影響固有的本性，所以電感比其他元器件更敏感。和電容一樣，當我們恰當的應用電感時， 它可以解決許多EMC問題。
2.5二極管以及集成電路
二極管是最簡單的半導體器件。結合它們獨特的個性，一些二極管可以解決或者改善有關 EMI的問題。集成電路的制作技術也會影響到設備的電磁兼容性（EMC）。
3、印刷電路板Layout技術
印刷電路板的Layout技術也是EMC性能的重要影響因素之一。PCB是系統中固有的一部分，所以通過PCBlayout技術來改進EMC性能對最終產品不會增加任何額外的費用。
采用常見的一些設計技術：例如分割、局部電源和IC的去耦、基準面的射頻電流、走線分離、保護和分流走線、采用接地技術等。在這里就不一一說明了。
摘 要：以UC3842和FQP12N60C為基礎設計了一款可編程序控制器專用電源。意在介紹通用開關電源的工作原理與設計過程，并且著重介紹高頻變壓器的設計以及整板調試過程，突出以理論為基礎，工程設計為主導的設計方法。該電源經過實際測試，符合可編程序控制器專用電源的標準。
關鍵詞：變頻器；開關電源；UC3842
引言
現應用UC3842芯片設計了一款可編程序控制器用的開關電源，經過大量實驗。在輸入有很大波動的時候，該電源也能穩定工作。其中為CPU供電的+5V電源誤差范圍在0.1V，達到了設計目標。而且本開關電源也可作為其它電力電子控制設備的電源，可移植性能好。
1 設計要求
本電源利用PWM控制技術實現DC-DC轉換，通過FQP12N60C的電流檢測端口與控制電路要求精度最高的電源相連，當輸入有干擾的情況下，通過調節占空比來穩定對多路電源的輸出。
具體指標如下：輸入：直流250V±40%，輸出：直流+24V、6A；+5V、2A。輸出全部采用共地方式，控制系統對電源輸出的紋波電壓小于5%。
2 原理圖功能分析與設計過程
基于UC3842和FQP12N60C所組成的開關電源的電路原理圖。包括整流、濾波、PWM控制器等結構。電源內部采用單端反激式拓撲結構，具有輸入欠電壓保護、過電壓保護、外部設定極限電流、降低最大占空比等功能。
2.1輸入側整流、濾波、保護電路設計。從AC（L）線路進線串聯保險絲（F1），起到過流保護作用。從AC（N）線路進線串聯熱敏電阻（RT110D-9），對接通AC電源時產生的浪涌電流起限制作用。在熔斷器與熱敏電阻的出線端并聯壓敏電阻（VR1），對接通AC電源時產生的浪涌電壓起限制作用。之后并聯安規電容CX1，泄流電阻R5。防止大電容失效后漏電，危及用電人員安全。之后串聯電感，出線端并聯X2電容。然后經過整流橋D1整流，在直流側并聯電解電容C10濾除整流后的交流分量以及諧波成份。
2.2功率管參數調整與外圍電路設計。電阻R1提供電壓前饋信號，使電流可隨電壓而降低，從而限定在高輸入電壓時的最大過載功率。電阻R2實現線電壓檢測。由電阻R6，電容C30，開關管ZD1，二極管D88組成簡單的RCD箝位電路。達到保護開關管的目的。因而T1可以使用較高的初次級匝數比，以降低次級整流管D3上的峰值反向電壓。電路采用簡單的齊納檢測電路來降低成本。輸出電壓穩壓由齊納二極管（IC2）電壓及光耦合器（IC1）決定。電阻R9提供進入齊納二極管的偏置電流，產生對+5V輸出電平、過壓過載和元件變化時±5%的穩定度。
2.3高頻變壓器磁路設計。由于反激變換器對多組輸出的應用特別有效。即單個輸入電源使用同一磁路有效地提供多個穩定輸出。因此本文設計的開關電源采用反激式變換結構。高頻變壓器的設計過程主要包括：磁芯大小的選擇、最低直流輸入電壓的計算、工作時的磁通密度值的選擇等。
（1）設計參數。設計使其工作在132KHz模式下。輸入：直流250V±40%，輸出：+24V、6A；+5V、2A。
（2）功率計算。
P=24×6×1+5×2×1=154W （1）
（3）磁芯選擇。由公式（2）、（3）
Sj=0.15■=2.01cm2 （2）
P1=■=■=181.18W （3）
再由實際中輸出引腳個數等因素，查磁芯曲線可得選擇磁芯EER40。
（4）工作時的磁通密度計算。對于EER40的磁芯，振幅取其一半Bac=0.195T。
（5）原邊感應電壓的選擇。這個值是由自己來設定的，但是這個值決定了電源的占空比。其中D為占空比，VS為原邊輸入電壓，VOR為原邊感應電壓。D=■本文選定占空比D=0.5。
（6）計算變壓器的原邊匝數：Np=■=42匝。
（7）計算變壓器的副邊匝數。對于+5V，考慮到整流管的壓降0.7V以及繞組壓降0.6V。則副邊+5V電壓值：V2=（5+0.7+0.6）V=6.3V。
原邊繞組每匝伏數=■=■=3.57伏/匝。
則+5V副邊繞組匝數為：N5=■=1.76匝。由于副邊低壓大電流，應避免應用半匝線圈，考慮到E型磁芯磁路可能產生飽和的情況，使變壓器調節性能變差，因此取1.76的整數值2匝。計算選定匝數下的占空比輔助輸出繞組匝數，因為+5V副邊匝數取整數2匝，反激電壓小于正向電壓，新的每匝的反激電壓為6.3伏/匝。占空比必須以同樣的比率變化來維持V-S值相等。由此可得：+24V副邊繞組匝數為：N24=■=7.08匝。取整數值為7匝。
對于反饋線圈的匝數，反饋電壓是反激的，其匝數比要和幅邊對應。NS=■=1.76匝。取整數值為2匝。
（8）確定磁芯氣隙的大小。首先求出原邊電感量（mH），根據LP=VS■則全周期TS的平均輸入電流IS=■=■=1A。
相應的Im=■=2A，IP1=■=1A。
IP2=3IP1=3A在ton期間電流變化量i=IP2-IP1=2A，LP=VS■=150×■=0.56mH。所以電感系數Al=■=■=0.00049×■。根據所選磁芯的AL=f（lg）曲線，可求得氣隙
lg=■=■=0.45mm
（9）變壓器設計合理性檢驗。首先利用磁感應強度與直流磁密相關的關系計算直流成分Bdc。根據公式計算可以得到：Bdc=?滋H=185mT
而交流和直流磁感應強度相加之和得到的磁感應強度最大值Bmax=?滋H=■+Bdc=282.5mT，而從磁性材料曲線可知BS=390mT，故工作時留有余量，設計通過。
（1、煙臺德爾自控技術有限公司，山東 煙臺 264006 2、沈陽工業大學，遼寧 沈陽 110178）
摘 要：以UC3842和FQP12N60C為基礎設計了一款可編程序控制器專用電源。意在介紹通用開關電源的工作原理與設計過程，并且著重介紹高頻變壓器的設計以及整板調試過程，突出以理論為基礎，工程設計為主導的設計方法。該電源經過實際測試，符合可編程序控制器專用電源的標準。
關鍵詞：變頻器；開關電源；UC3842
引言
現應用UC3842芯片設計了一款可編程序控制器用的開關電源，經過大量實驗。在輸入有很大波動的時候，該電源也能穩定工作。其中為CPU供電的+5V電源誤差范圍在0.1V，達到了設計目標。而且本開關電源也可作為其它電力電子控制設備的電源，可移植性能好。
1 設計要求
本電源利用PWM控制技術實現DC-DC轉換，通過FQP12N60C的電流檢測端口與控制電路要求精度最高的電源相連，當輸入有干擾的情況下，通過調節占空比來穩定對多路電源的輸出。
具體指標如下：輸入：直流250V±40%，輸出：直流+24V、6A；+5V、2A。輸出全部采用共地方式，控制系統對電源輸出的紋波電壓小于5%。
2 原理圖功能分析與設計過程
基于UC3842和FQP12N60C所組成的開關電源的電路原理圖。包括整流、濾波、PWM控制器等結構。電源內部采用單端反激式拓撲結構，具有輸入欠電壓保護、過電壓保護、外部設定極限電流、降低最大占空比等功能。
2.1輸入側整流、濾波、保護電路設計。從AC（L）線路進線串聯保險絲（F1），起到過流保護作用。從AC（N）線路進線串聯熱敏電阻（RT110D-9），對接通AC電源時產生的浪涌電流起限制作用。在熔斷器與熱敏電阻的出線端并聯壓敏電阻（VR1），對接通AC電源時產生的浪涌電壓起限制作用。之后并聯安規電容CX1，泄流電阻R5。防止大電容失效后漏電，危及用電人員安全。之后串聯電感，出線端并聯X2電容。然后經過整流橋D1整流，在直流側并聯電解電容C10濾除整流后的交流分量以及諧波成份。
2.2功率管參數調整與外圍電路設計。電阻R1提供電壓前饋信號，使電流可隨電壓而降低，從而限定在高輸入電壓時的最大過載功率。電阻R2實現線電壓檢測。由電阻R6，電容C30，開關管ZD1，二極管D88組成簡單的RCD箝位電路。達到保護開關管的目的。因而T1可以使用較高的初次級匝數比，以降低次級整流管D3上的峰值反向電壓。電路采用簡單的齊納檢測電路來降低成本。輸出電壓穩壓由齊納二極管（IC2）電壓及光耦合器（IC1）決定。電阻R9提供進入齊納二極管的偏置電流，產生對+5V輸出電平、過壓過載和元件變化時±5%的穩定度。
2.3高頻變壓器磁路設計。由于反激變換器對多組輸出的應用特別有效。即單個輸入電源使用同一磁路有效地提供多個穩定輸出。因此本文設計的開關電源采用反激式變換結構。高頻變壓器的設計過程主要包括：磁芯大小的選擇、最低直流輸入電壓的計算、工作時的磁通密度值的選擇等。
（1）設計參數。設計使其工作在132KHz模式下。輸入：直流250V±40%，輸出：+24V、6A；+5V、2A。
（2）功率計算。
P=24×6×1+5×2×1=154W （1）
（3）磁芯選擇。由公式（2）、（3）
Sj=0.15■=2.01cm2 （2）
P1=■=■=181.18W （3）
再由實際中輸出引腳個數等因素，查磁芯曲線可得選擇磁芯EER40。
（4）工作時的磁通密度計算。對于EER40的磁芯，振幅取其一半Bac=0.195T。
（5）原邊感應電壓的選擇。這個值是由自己來設定的，但是這個值決定了電源的占空比。其中D為占空比，VS為原邊輸入電壓，VOR為原邊感應電壓。D=■本文選定占空比D=0.5。
（6）計算變壓器的原邊匝數：Np=■=42匝。
（7）計算變壓器的副邊匝數。對于+5V，考慮到整流管的壓降0.7V以及繞組壓降0.6V。則副邊+5V電壓值：V2=（5+0.7+0.6）V=6.3V。
原邊繞組每匝伏數=■=■=3.57伏/匝。
則+5V副邊繞組匝數為：N5=■=1.76匝。由于副邊低壓大電流，應避免應用半匝線圈，考慮到E型磁芯磁路可能產生飽和的情況，使變壓器調節性能變差，因此取1.76的整數值2匝。計算選定匝數下的占空比輔助輸出繞組匝數，因為+5V副邊匝數取整數2匝，反激電壓小于正向電壓，新的每匝的反激電壓為6.3伏/匝。占空比必須以同樣的比率變化來維持V-S值相等。由此可得：+24V副邊繞組匝數為：N24=■=7.08匝。取整數值為7匝。
對于反饋線圈的匝數，反饋電壓是反激的，其匝數比要和幅邊對應。NS=■=1.76匝。取整數值為2匝。
（8）確定磁芯氣隙的大小。首先求出原邊電感量（mH），根據LP=VS■則全周期TS的平均輸入電流IS=■=■=1A。
相應的Im=■=2A，IP1=■=1A。
IP2=3IP1=3A在ton期間電流變化量i=IP2-IP1=2A，LP=VS■=150×■=0.56mH。所以電感系數Al=■=■=0.00049×■。根據所選磁芯的AL=f（lg）曲線，可求得氣隙
lg=■=■=0.45mm
（9）變壓器設計合理性檢驗。首先利用磁感應強度與直流磁密相關的關系計算直流成分Bdc。根據公式計算可以得到：Bdc=?滋H=185mT
而交流和直流磁感應強度相加之和得到的磁感應強度最大值Bmax=?滋H=■+Bdc=282.5mT，而從磁性材料曲線可知BS=390mT，故工作時留有余量，設計通過。
3 結論
24V輸出電壓波形
參考文獻
[1]張占松，蔡宣三.開關電源的原理與設計[M].第一版.北京：電子工業出版社，1999，7.
[2]趙書紅，謝吉華，曹曦.一種基于TOP Switch的變頻器開關電源[J].電氣傳動，2007，26（9）：76-80.3 結論
24V輸出電壓波形
參考文獻
【關鍵詞】開關電源；LDO；OLED
1 引言
有機電激發光二極管（Organic LightEmitting Diode，OLED）由于同時具備自發光，不需背光源、對比度高、厚度薄、視角廣、反應速度快、可用于撓曲性面板、使用溫度范圍廣、構造及制程較簡單等優異特性，被認為是下一代的平面顯示器新興應用技術。OLED由非常薄的有機材料涂層和玻璃基板構成。當有電荷通過時這些有機材料就會發光。由于OLED具有以上特點，近年來，在手持紅外設備的顯示組件中，OLED已經廣泛的取代了原有的CRT顯示組件。
2 顯示驅動板原理介紹
OLED顯示組件由OLED屏及顯示驅動板組成，OLED顯示屏采用北方光電的SVGA060顯示屏，該顯示屏具有視頻格式自動檢測、自動增益控制等特性。輸出分辨率為768×576，支持單色或彩色信號。由于顯示屏是數字視頻接口，而紅外熱像儀輸出的是模擬視頻信號，顯示驅動板的主要作用是對熱像儀輸出的視頻信號進行AD轉換，并提供顯示板工作所需的電源及控制串口。
3 基于TPS65053的顯示驅動電路電源的改進
原OLED驅動板視頻AD采用TI公司的ADV5150，單片機采用SiliconLab公司的C8051F330。電源部分，由于該系統需要5V，3.3V，1.8V3個數字電源，而熱像儀給出的輸出電源只有5V，原設計中考慮到電源紋波對顯示效果的影響，對5V到3.3V和1.8V的轉換采用LT公司的微封裝LDO――LT1761ES53.3和LT1761ES51.8，顯示驅動板的單板電流為70mA左右，加上OLED屏，總電流為100mA左右，一套OLED顯示組件的功耗為500mW左右。當今手持設備趨于小型化、低功耗化，這樣的功耗是比較大的。因此，考慮采用開關電源來代替LDO，完成5V到3.3V和1.8V的變換，因開關電源的轉換效率很高，如TI公司生產的TPS65053，其效率可達92%以上，可有效降低顯示組件的功耗。TPS65053內部集成2路開關電源，輸入電壓最大值為6V，兩路DCDC可分別提供1A的驅動能力，集成度高，單片面積小，非常適合顯示驅動電路的使用。TPS65053的電源設計如圖2所示。
4 電源輸出紋波的壓制
考慮到輸出紋波對顯示效果的影響，需設計電路對輸出電壓的紋波進行壓制。受制于驅動板的實際板尺寸（26*26mm），采用輸出電容加三端濾波器進行電源濾波，因TPS65053本身的設計原理限制，該電源的輸出紋波本身就比較小，而對輸入紋波有較大的影響，為防止其影響輸入的5V，故在輸入端也增加三端濾波器及磁珠，以抑制紋波。
5 實驗效果
通過制板實驗，使用開關電源的顯示驅動電路的單板電流為35mA左右，整套OLED顯示組件的總電流降至57mA左右，總功耗為285mW左右，相比于原顯示組件，功耗降低了約1/2。因電路設計合理，紋波抑制較為理想，3.3V與1.8V的電源輸出紋波均在50mV以下，5V的輸入紋波也沒有明顯的增加，顯示效果與原方案無明顯區別。因顯示組件的功耗大大降低，發熱明顯減少，OLED的使用壽命得以延長。
目前，該顯示組件已應用于某型便攜式紅外夜視儀和某型紅外瞄準具中。紅外夜視儀為雙目設計，采用新顯示組件后，總電流由800mA左右降低到720mA左右，使用時間延長了約10%；而紅外瞄準具是單目設計，采用新顯示組件后，整機電流由320mA降低到275mA，使用時間延長了約14%，取得了良好的應用效果。
參考文獻：
[1]SVGA060.OLED及其復合視頻驅動板使用說明書，云南北方光電技術有限公司
關鍵詞： 煤礦用直流穩壓電源 井下通信專用開關電源本質安全
1.引言
煤礦用直流穩壓電源是保證煤礦監控系統安全、有效、準確工作的重要設備。它廣泛應用于井下通訊、信號采集處理、過程監控等環節，它的技術先進性、功能適應性，以及產品的質量對整個系統的可靠性和性能價格比有著重要的影響。根據資料顯示，電子設備的故障大約70%是由于電源引起的［1］。所以，直流穩壓電源的性能將直接影響煤礦的安全生產。
2.通信電源系統及電磁兼容和防雷設計
通信電源系統由交流供電系統、直流供電系統和接地系統組成，交流供電系統由主用交流電源、備用交流電源、高壓開關柜、電力降壓變壓器、低壓配電柜、低壓電容器屏和交流調壓穩壓設備及連接饋線組成的供電總體［2］。由整流設備、直流配電設備、蓄電池組、直流變換器、機架電源設備和相關的配電線路組成的總體稱為直流供電系統［3］。
根據對象不同，可采取不同的供電方式，主要供電方式有：整流器獨立供電方式，也稱沒有蓄電池的直流供電方式。電信系統經過整流器，從市電直接獲得直流電的供電。高頻開關整流器，也稱無工頻變壓器整流器［4］，主要有三部分組成：主電路、控制電路和輔助電源。
電磁兼容（EMC）是表示一種狀態的特征，即各種電氣設備正常工作互不干擾，它們對其它電氣設備不產生電磁干擾，并具有抗外界電磁干擾的能力，因而在同時運行時，各自的功能不受到影響，同時也不受到自然電磁現象［5］，如閃電雷擊的影響。
電磁騷擾分為傳導騷擾和輻射騷擾。
（1）騷擾限值
電源端口傳導騷擾值。當采用準峰值檢波測試儀所測試的騷擾值不大于平均值限值時，則認為受試單元滿足了兩種極限值，就不必在用平均值檢波測試儀進行測試。如果測試儀上所示讀數在極限值附近波動，則讀數的觀察時間不少于15s，記錄最高讀數，孤立的瞬間高值讀數忽略不計。電信電源設備信號/控制端口的傳導騷擾限值待定。
（2）輻射騷擾限值
在電源系統中經常受到過電壓的干擾，過電壓產生于下列主要原因。
（1）雷電過電壓，包括受直擊雷和感應雷產生的雷電過電壓。
（2）電源系統內部過電壓，包括工頻過電壓、操作過電壓和諧波過電壓。
按照YD5078―98通信行業標準《通信工程電源系統防雷技術規定》根據電源設備安裝地點條件和額定工作電壓的不同，在電信工程中，電源系統按耐雷電沖擊指標分為5類。氧化鋅壓敏電阻是電信電源設備主要采用的避雷器，由于它性能優越、結構簡單、小型可靠，得到廣泛應用，并有替代過去使用閥式避雷器的趨勢。壓敏電阻的規格以壓敏電阻值和耐流能力表示。主要技術指標有沖擊擊穿電壓、殘壓和耐流能力，與放電管比較，響應速度快，耐流能力可達10 K（8/20 μs電流波形）。
作為本質安全防爆開關電源，其設計和評價本質安全電路的基本依據是電火花的最小點燃能量。當電路中的電火花能量達到一定數量級時，將會引燃爆炸性混合物，造成不可估量的損失。因此，在設計本質安全防爆開關電源時，必須嚴格按照本質安全防爆的要求進行設計，也就是其放電火花能量不能大于最小點燃能量。
3.電信電源設備和系統的可靠性分析
可靠性就是在規定的條件下和規定的時間區間內完成規定功能的能力。可靠性對于電信十分重要，這是因為電信設備乃至由它構成的電信系統日趨電子化，電信設備乃至由它構成的電信系統越復雜，出現故障的概率越高。
可靠度，產品在規定的條件下，規定的時間內，完成規定功能的能力的概率稱為該產品的可靠度。
（1）平均失效率
λ（t）==
將上式改寫成微分方式，得到：
λ（t）=-
（2）平均壽命與平均維修時間。使用壽命是產品在規定的條件下從規定時刻開始，到失效密度變到不可接受或產品的故障被認為不可修理時的時間區間。
根據可靠度的定義，一種產品在t時刻內正常工作的概率為R（t），則按照統計理論，該產品壽命的數學期望值亦即使用壽命T可表示為：
T=?蘩R（t）dt=?蘩edt=
電信電源系統的可靠性估算。
對于電源系統，則要根據具體的電路結構、構成系統各種電源設備在考察情況下的可靠性用估算的方法估算其可靠性。為此，必須把物理結構的供電系統圖，改變成表示構成電源系統的各個部分在電路中關于可靠性的邏輯關系的方框圖。其供電方框圖如圖1所示。
（1）交流電源部分的穩態不可用度U和平均恢復前時間MTTR。二類市電的年穩態不可用度應小于3×10，平均故障持續時間應不大于6h；柴油發電機組運行過程中的故障率極低，其平均失效間隔時間MTBF應不小于600 h，遠低于啟動失敗率，可靠性估算中可予忽略。由于市電與柴油發電機組并聯，再與交流配電屏串來聯，先計算并聯柴油發電機組的U。
計算市電與柴油發電機組并聯的MTTR為：
MTTR===0.462
由于市電與柴油發電機組并聯后，再與交流配電屏串聯，故交流電源部分的平均恢復前時間MTTR為：
MTTR=
==0.534
（2）整流器以前部分的穩態不可用度U和平均恢復前時間MTTR。首先計算兩臺整流器并聯的穩態不可用度Uzs。
單臺整流器的平均失效間隔時間MTBF為5×10 h。由以下公式可求出單臺整流器的MTTR：
U=
MMTR==0.33（h）
由于兩臺整流器并聯，故：
MTTR=×0.33=0.165（h）
交流電源部分與整流器串聯，故整流器以前部分的穩態不可用度U為：
U=U+U=4×10+ 4.356×10≈ 4×10
整流器以前部分的MTTR為：
MTTR=
==0.534
4.主電路設計
4.1充放電控制電路的設計
系統選擇的STSR12M7.0AT型蓄電池在使用時要防止過充電和過放電，一般限制在±10%左右的額定電壓以內。對于12 V的鉛酸蓄電池，其充電電壓最高為13.2 V，最低放電電壓為10.8 V，三個12 V鉛酸蓄電池串聯使用時，則最高充電電壓為39.6V，最低放電電壓為32.4 V。
4.2DC/DC變換器的設計
AC/DC是交流和直流連接部，此時的額定電壓為220/380ACV，模擬雷電壓沖擊波電壓峰值為2.5kV（1.2/50μs），模擬雷電流沖擊波電流峰值為1.25 kA（8/20 μs）。選擇相應的避雷器產品滿足其要求［6］。
單片開關式集成穩壓器被譽為新型高效節能穩壓電源，其電源效率可達90%以上。由于它把開關電源所需的基準電壓源、鋸齒波發生器、脈寬調制器（PWM）、功率輸出級（即開關功率管）和各種保護電路全部集成在芯片中，實現了單片集成化，因此它在各種開關電源中的集成度最高、功能最全、性能優良而電路非常簡單［7］。
5.結語
煤礦用直流穩壓電源是保證煤礦監控系統安全、有效、準確工作的重要設備。長期以來一直是井下監控系統穩定、可靠工作的關鍵所在。它廣泛應用于井下通訊、信號采集處理、過程監控等環節，它的技術先進性、功能適應性，以及產品的質量對整個系統的可靠性和性能價格比有著重要的影響。
本文創新點：針對煤礦井下濕度大、礦塵大、電磁干擾大，以及空間小、工作場所分散等這些特殊要求，設計了井下通信專用開關電源，符合本質安全型輸出的要求，特別是本質安全信號在傳輸電纜斷裂等各種故障情況下，均不能導致燃燒和爆炸事故的發生。還可在75%―115%的輸入電壓范圍內能穩定工作，并有足夠的功率輸出，滿足不間斷供電，安裝使用也比較方便，可靠性和供電質量都非常高。
參考文獻：
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［7］王英劍，常敏慧，何希才.新型開關電源使用技術.電子工業出版社，1999.
關鍵詞：電流控制方式；PWM；開關電源；設計
隨著國家政策的傾斜，我國電力的發展越來越快，對開關電源性能的要求也越來越高。基于電流控制方式的PWM開關電源是一種高精度控制的形式，利用該設計形式可以保證配電系統輸出電壓、電流的穩定性，由此確保整個供配電系統具備相對較好的動態響應性和輸出穩定性。下面，主要針對基于電流控制方式的PWM開關電源設計展開討論，以便可以實現更好的開關電源設計。
1 開關電源的控制方式
開關電源的實質是完成DC-DC變換過程的一套系統，其構成部件主要涉及主電路和控制電路兩個方面。由于PWM電流控制開關電源使其開關動作始終受到固定脈沖波控制，所以它的脈寬也將根據負載與輸入電壓值的變化而變化。基于電流控制方式的PWM開關電源的電路控制須依仗開關控制通斷，從而實現利用輸出電壓調節并控制主電路的整體工作。究其控制的參數而言，開關電源控制的方式主要涉及電路模式和電壓模式兩種。電流模式則涉及平均電流模式和峰值電流模式兩種，且電流模式在實現高精度跟蹤電流設定值方面具有良好效果，且對電流放大裝置具有增益效果，并能在任何一套電路中實現拓撲應用。與此同時，平均電流模式不需要斜坡補償，因而在PWM開關電源設計中可以優先考慮選用平均電流控制模式。
2 基于電流控制方式的PWM開關電源的設計
2.1 設計思路
基于電流控制方式的PWM開關電源設計根本是將電壓電流的平均值設定為電流控制內涵的控制信號，然后利用控制信號實現對整個開關電源的控制。在開關周期內，電感電流的積分值和電流的平均值呈正比關系。因此，利用控制電流積分值可以有效控制電感電流的平均值。比如，于Buck型開關電源內設定恒定的輸入電壓，也就是說明它可以完全忽略輸出電壓紋波。利用電流控制環路可增加部分調解積分的電流誤差放大裝置，即可完成對平均電流的控制。于某個開關周期中，也可利用電流誤差放大裝置對電路輸入端電壓并確定平均電流值，利用對電阻電壓信號的檢測取樣又可取得電感電流的實際值。然后，將以上取得的電感電流實際值輸送到電路誤差放大裝置，使得電感引起的高頻達到極點，從而實現電流高頻噪聲的有效抑制。與此同時，計算比例積分，且選用適宜的電路參數，即可保障整個電路具備良好的穩定性。
2.2 系統建模
基于電流控制方式的PWM開關電源的設計應以維持輸出電壓或輸出電流的穩定為前提條件，利用負反饋控制和Buck型電路作為建模基礎。與采用峰值電流模式的PWM開關電源相比而言，平均電流模式還需在開關電源中配置一套電流調節裝置。另外，電路系統功率控制應構建一種功率級模型，該模型包括多組輸出變量與輸出變量，其主要目的在于獲取占空比于輸出電壓或電感電流之間的相互控制關系，也能掌握輸入電壓于以上二者參數之間的相互作用關系。當前，不同種開關電源的主電路連接形式有所不同，不同物理量的相互關系于功率級電路內仍然維持原狀。因此，可利用開關級等效電路嵌入PWM開關電源拓撲結構的方式構建功率級模型。然后，又可在功率級模型的基礎之上對控制回路予以建模。控制回路則主要由電流檢測部件、電流調節裝置、電壓調節裝置、電阻分壓裝置和占空比調制裝置組成。電流檢測部件則由電流檢測放大裝置和電感元件以串聯方式構成，可實現閉環變壓的放大功用。電流調節裝置則由電阻電容網與運放系統構成，可接收電流檢測部件兩組輸入信號，且同時又能利用電流信號運算實現調節電流的作用。控制回路內仍需通過占空比調制裝置來接收調節裝置運算數據并得到輸出電壓值和斜坡輸入電壓值，最后可以獲知占空比變量和電壓信號二者之間的聯系。在該環節中，電流的斜率與幅度將發生較大的變化，因而可以完全實現對電流的有效控制。同時，利用運算獲得的模塊傳遞函數便可構建起平均電流控制模型下的PWM開關電源系統模型。
另外，若電壓環處于開路狀態下，可應用Ti（s）來定義電流環開環環路電流的增益傳遞函數。在分析電流增益函數以后，可為系統電流調節裝置的整個回路提供有價值的參數依據，從而保證電路系統的穩定性和高效性。電壓負反饋環在斷開狀態下，電流環路的增益可由Ti（s）=TpiR1GCL（s）Fm公式計算。電壓環處于斷開或電流環處于閉合狀態下，輸入信號則為控制電壓V0，輸出信號則為負載電壓V0，且控制電壓則為控制負載電壓。由已構建的系統模型可實現電流環路的低頻增益、相位裕度和截止頻率的具體反映，也可提升整個電路系統的高精度控制。同時，在設計實際電路系統中，通過對應實際電路的構造結構與模型環節便能確保整個電路系統設計的高精度控制。
2.3 仿真分析
本節仿真分析的主要目的在于對已構建系統模型的精度控制予以驗證，利用Matlab數學模型繪制系統控制電壓于輸出電壓的傳遞函數Bode圖形。利用以上方式，即可設計出一組30V/50全橋開關電源，其開關的頻率則為20kHz，而輸入電壓的變化率可保證處于±10%范圍內。同時，開關電源濾波電容約為1000Μf，濾波電感則為1Μh。通常情況下，開關電源的相角不小于45°，因而可以保證電路系統的良好穩定性。與此同時，電路系統在穿越頻率方面較高，因而保證了電路系統具有良好的高效性。另外，電路系統外部存在干擾電壓，整個電路系統的輸出電壓將繼續維持穩定。最終，我們所設計的基于電流控制方式的PWM開關電源是一種兼具穩定性與高效性的元件，只有具備良好的系統穩定性和高效性才能確保整個電路系統具有應有的動態響應特征。
3 結束語
隨著我國電力需求日益增加以及電力市場不斷完善，開關電源設計工作逐步趨于完善。基于電流控制方式的PWM開關電源設計可獲取一種以平均電流PWM開關電源建模方案，在其設計過程中通過功率級傳遞函數構建與之相應的數學仿真模型，并通過Matalb對響應的數學仿真模型予以驗證，并根據該模型完成系統設計。經系統建模、仿真分析兩個重要步驟得出的平均電流PWM開關電源具備良好的系統穩定性和動態響應特征，可以滿足各類電路系統的需求，希望借此論文為廣大同行朋友提供一些可供參考的依據。
參考文獻
[1] 解凌云，丁然.移相控制軟切換PWM開關電源設計[J].鞍山鋼鐵學院學報，2012，（02）：98-101.
摘 要： 由于傳統的單片機開關電源節能控制系統設計不完善，可靠性和抗干擾能力均偏低。因此，構建可靠性和抗干擾能力較高的單片機開關電源節能控制系統，該系統由節能控制模塊和單片機監控模塊組成。節能控制模塊由濾波器、脈沖寬度調制電路和變壓器組成。濾波器將單片機開關電源中初始直流電的不正常波形除去，再經由脈沖寬度調制電路將其轉換成方型波，并輸出到變壓器中進行單片機開關電源的節能控制，最終使其以低能耗直流電的形式輸出到單片機監控模塊。單片機監控模塊為低能耗直流電提供數據顯示功能，并對單片機開關電源進行實時監控。軟件給出系統對節能控制模塊的控制流程圖，以及檢測單片機開關電源是否需要進行節能控制的代碼。實驗結果表明，所設計的系統具有較高的可靠性和抗干擾能力。
關鍵詞： 單片機； 開關電源； 節能控制； 單片機監控模塊
中圖分類號： TN86?34； TP277 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2017）02?0141?04
Abstract： Since the design of the traditional switching power supply energy?saving control system based on single chip microcomputer （SCM） is imperfect， and its reliability and anti?interference ability are poor， an SCM?based switching power supply energy?saving control system with high reliability and anti?interference ability was constructed. The system is composed of the energy?saving control module and SCM monitoring module. The energy?saving control module is composed of the filter， pulse width modulation circuit and transformer. The filter is used to remove the initial DC′s abnormal waveform from SCM?based switching power supply， convert it into the square waveform through the pulse width modulation circuit， and then output it to the transformer for energy?saving control of SCM?based switching power supply. Finally， the current is output to the SCM monitoring module in the form of low energy consumption DC. The SCM monitoring module provides the data display function for the low?energy consumption DC and monitors the SCM?based switching power supply in real time. The control flow chart of the system′s energy?saving control module， and the codes to detect whether the SCM?based switching power supply needs energy?saving control are given in software part. The experimental result shows that the designed system has high reliability and anti?interference ability.
Keywords： single chip microcomputer； switching power supply； energy?saving control； SCM monitoring module
0 引 言
近年來，單片機開關電源以其高效、便于攜帶以及控制效果明顯等特點，得到使用者的一致好評[1?3]。然而，在大力提倡“節能減排”的當今社會，使用者開始關注單片機開關電源的能耗問題。由于傳統的單片機開關電源節能控制系統設計不完善，可靠性和抗干擾能力均偏低[4?6]。因此，構建出一種可靠性和抗干擾能力均高的單片機開關電源節能控制系統，是使用者關注的重點。以往研究的單片機開關電源節能控制系統均存在一定的問題，文獻[7]提出基于可控硅整流器的單片機開關電源節能控制系統，該系統利用可控硅整流器轉換單片機開關電源的初始電流，以實現對單片機開關電源的節能控制。但該系統的噪音大，可靠性不高。文獻[8]提出IGBT單片機開關電源節能控制系統，該系統通過提高單片機開關電源的工作效率，進而實現對單片機開關電源的節能控制。但IGBT受環境因素的影響較大，導致整個系統的抗干擾能力較弱。文獻[9]提出PWM單片機開關源節能控制系統，利用PWM電路進行單片機開關電源初始直流電的整流工作，該系統的節能控制效果雖好，穩定性卻不高。
為解決以上問題，構建可靠性和抗干擾能力均高的單片機開關電源節能控制系統。實驗結果表明，所設計的系統具有較高的可靠性和抗干擾能力。
鋁電解電容的設計缺陷
AC-DC電源轉換器，要實現交流到直流的變換，首先需要將交流電壓經過整流濾波后形成一個穩定、平滑的直流電壓給自身及外部器件供電。而電解電容由于具有單位體積內電容量大、額定容量大（可實現法拉級）、價格低廉等優點，常成為常規開關電源中整流濾波的關鍵器件。電解電容是由鋁圓筒做負極，里面裝有液體電解質，插入一片彎曲的鋁帶做正極制成，電解液在高溫和低溫等極端條件下，非常容易漏液和干涸，從而使其電氣屬性發生變化，最終導致電容失效。一旦鋁電解電容失效，因其劇烈反應形成壓力，就會釋放出易燃、腐蝕性氣體，導致AC DC模塊電源失效。
根據鋁電解電容的物理結構，可以用圖1中所示的電路等效，其中CAK代表兩電極問的理想電容量；Rp是并聯電阻，代表了電容的漏電流成分；Rl代表了電容引出端及電極部分的串聯電阻成分；L代表了引出線和連接處的等效串聯電感成分。
鋁電解電容的性能主要依賴其中介質部分，即陽極金屬氧化膜部分。除受初始工藝的影響外，在工作過程中，電解液也會不斷修補并增厚該氧化膜，隨著陽極金屬氧化膜的不斷增厚，鋁電解電容等效電路模型中的電容值C會不斷下降，等效串聯電NESR會不斷增大，同時陰極反應產生的氫氣又加速了電解液的揮發，這些便是引起鋁電解電容退化的主要因素。
因而，雖然電解電容有著其他類型的電容無法替代的優勢，但還是具有內部損耗大、靜電容量誤差大、漏電流大、高低溫特性差等缺陷。故采用電解電容設計的常規AC DC電源模塊在高低溫特性、可靠性、使用壽命等方面具有明顯的劣勢。
那么，如果AC-DC電源設計中不使用電解電容，電源產品將會怎樣呢？無電解電容的AC-DC電源模塊是否可避免上述致命缺陷？
無電解電容產品的優勢
與電解電容相比，陶瓷電容具有極低的ESR和ESL，能降低因寄生參數而引起的損壞風險；同時，因陶瓷電容的電解質在高低溫等極限條件下不易揮發、凝固，容量相對穩定，能長時間保持電容的電氣特性，從而極大地提高了電源產品的高低溫性能和長期使用的可靠性。
1 高效、環保
LN系列采用填谷電路進行設計，利用高壓陶瓷電容完美替代鋁電解電容，增加了整流管的導通角，使輸入電流波形從尖峰脈沖變得更接近正弦波，從而大幅度提高電源的功率因素（如表1所示），提高電源的轉換效率，更加利于環保節能，顯著降低總諧波失真（見圖1）。
以下所有表中舊方案為采用電解電容的產品，新方案為采用填谷電路無電解電容的新產品。
2 產品壽命的提升
電源本身是一個功率器件，在正常工作時功率損耗通過熱的形式散發到外部，其內部的變壓器、開關器件、整流二極管等都是發熱器件。除內部因素外，大部分電源需應用在較高的環境溫度中，這些都會導致電解液的揮發，降低電解電容的使用壽命。
陶瓷電容采用特性最穩定的陶瓷材料作為介質，特別是一類陶瓷電容（NOP）能實現55～+125℃的工作環境溫度，容量變化不超過±30×10-6/℃。電容溫度變化時，容值很穩定，即具有溫度補償功能，適用于要求容值在溫度變化范圍內穩定和高Q值的線路以及各種諧振線路中；二/三類陶瓷（X7R）實現55～+125℃的工作溫度范圍內，容量最大的變化為±15%。
從高壓陶瓷電容的介質與鋁電解電容的電解液介質本身的特性可以看出，陶瓷電容能夠承受更嚴格的環境要求，對電源產品的壽命、可靠性的設計都有著重要的意義，能夠很大程度地提高電源產品的使用壽命以及可靠性。
無電解電容AC-DC電源模塊LN系列通過采用填谷電路，利用高壓陶瓷電容成功替代鋁電解電容，能夠有效避免電解電容因內部電解液導致的高低溫性能差問題；避免因電解液的揮發導致電容容值下降、電源產品壽命降低問題；甚至可以避免因電解液的劇烈噴發或者漏液引起的安全問題。
3 穩定的高低溫特性
目前，大多數常規電解電容的額定工作溫度為105℃，但因電解電容在高溫條件下電解液易揮發，電源本身發熱較大等原因，常規采用電解電容的AC-DC電源只能工作在70℃的環境條件下。要提高電源的工作環境溫度，必須采用價格更昂貴、體積更大的電解電容，或者以降額的方式實現高低溫條件下的應用，圖3為金升陽常規AC-DC電源產品在高低溫環境下的降額要求。
LN系列能在成本、體積變化不大的情況下實現高溫工作，能滿足-40～+70℃條件下無任何降額要求，可應用在環境溫度較高/較低，且對電源產品的可靠性、使用壽命較高的場合，如路燈控制、LED等行業。
4 高EMC特性
金升陽無電解電容LN系列產品，充分考慮到不同應用場合、不同的設計要求，對產品的EMC性能進行了全面的升級優化。在模塊內部通過PCB設計、采用多級EMC濾波等方式實現在無任何防護器件的情況下EMI滿足CLSS B，防浪涌能力達4級。
關鍵詞：繼電保護裝置；工作原理；故障分析；驗證
中圖分類號：TM58文獻標識碼： A 文章編號：
本文從開關電源的原理入手，以測試的角度，對兩種有故障的電源模塊通過試驗再現其故障現象，并分析了其故障原因，最后對改進后的開關電源進行了對比驗證。
1開關電源工作原理
用半導體功率器件作為開關，將一種電源形態轉變為另一形態，用閉環控制穩定輸出，并有保護環節的模塊，叫做開關電源。高壓交流電進入電源，首先經濾波器濾波，再經全橋整流電路，將高壓交流電整流為高壓直流電；然后由開關電路將高壓直流電調制為高壓脈動直流；隨后把得到的脈動直流電，送到高頻開關變壓器進行降壓，最后經低壓濾波電路進行整流和濾波就得到了適合裝置使用的低壓直流電。電源工作原理框圖如圖1所示。
2 故障現象分析
由于繼電保護用開關電源功能要求較多，需考慮時序、保護等因素，因此開關電源設計中的故障風險較高。另外供電保護裝置又較民用電器工作條件苛刻，影響繼電保護開關電源的安全運行。本文著重分析了兩種因設計缺陷而造成故障的開關電源。
2.1 輸入電源波動，開關電源停止工作
（1）故障現象：外部輸入電源瞬時性故障，隨后輸入電壓恢復正常，開關電源停止工作一直無輸出電壓，需手動斷電、上電才能恢復。
（2）故障再現：用繼電保護試驗儀，控制輸入電壓中斷時間，通過便攜式波形記錄儀記錄輸入電壓和輸出電壓的變化。控制輸入電壓中斷時間長短，發現輸出存在如下三種情況：①輸入電源中斷一段時間（約100～200ms ）后恢復，此后輸入電壓恢復正常，開關電源不能恢復工作。（此過程為故障情況），具體時序圖見圖2所示。
②輸入電壓長時中斷（大于250ms）后恢復，+5v、＋24v 輸出電壓均消失，此過程與開關電源的正常啟動過程相同。具體時序圖見圖3所示。
③ 輸入電壓短暫中斷（小于70ms）后恢復，+5V輸出電壓未消失，而＋24V 輸出電壓也未消失，對開關電源正常工作沒有影響。具體時序圖見圖4所示。輸入電壓消失時間短暫，由于輸出電壓未出現欠壓過程，電源欠壓保護也不會動作。
（3）故障分析：要分析此故障，應先了解該開關電源的正常啟動邏輯和輸出電壓保護邏輯。
輸入工作電壓，輸出電壓＋5V 主回路建立，然后由于輸出電壓時序要求，經延時約 50ms , + 24V 輸出電壓建立。輸出電壓欠壓保護邏輯為：當輸出電壓任何一路降到20%U 。以下時，欠壓保護動作，且不能自恢復。更改邏輯前，因輸入電壓快速通斷而引起的電源欠壓保護誤動作，其根本原因是延時電路沒有依據輸入電壓的變化及時復位，使得上電時的假欠壓信號得不到屏蔽，從而產生誤動作，如圖2所示。
（4）解決措施：采取的措施是在保護環節上增加輸入電壓檢測電路，并在延時電容上并接一個電子開關，只要輸入電壓低于定值（開關電源停止工作前的值），該電子開關便閉合，延時電路復位，若輸入電壓重新上升至該設定值，給保護電路供電的延時電路重新開始延時，電源重啟動時的假欠壓信號被屏蔽，徹底解決了由于輸入電壓快速波動所產生的電源誤保護。從而避免了圖2的情況，直接快速進入重新上電邏輯，此時的輸出電壓建立過程見圖3所示。
（5）試驗驗證：用繼電保護試驗儀狀態序列模擬輸入電源中斷，用便攜式波形記錄儀記錄輸出電壓隨輸入電壓的變化波形。調整輸入電壓中斷時間，發現調整后的電源僅出現①、②兩種情況，不再出現②即故障情況。
2.2 啟動電流過大，導致供電電源過載告警
（1）故障現象：電源模塊穩態工作電壓為220V，額定功率為20.8W，額定輸出時輸入電流約為130mA 。當開關電源輸入電壓緩慢增大時，導致輸入電流激增，引起供電電源過載告警。
（2）故障分析：經查發現輸入電壓為60V時，電源啟動，此時啟動瞬態電流約為 200mA，穩態電流為600mA，啟動時穩態電流和瞬態電流將為600±200mA ，造成輸出電流激增。而由于條件限制，此電源模塊的供電電源輸出僅為500mA ，因此造成供電電源過載。
由于開關電源工作需要一定的功率，設計中由于未考慮到電源啟動時，輸出回路的啟動需要一定的功率，而啟動電壓比較低，所以功率的突增，必然帶來開關電源啟動瞬態電流的激增，電流的激增對供電電源有較大的沖擊。
（3）解決措施：啟動需要的功率一定，如果要減小啟動電流，可以考慮增加啟動電壓的門檻。將開關電源的啟動電壓提高到 130～140V 。
（4）試驗驗證：調整開關電源的啟動電壓后，通過試驗儀模擬輸入電壓緩慢啟動。當開關電源在滿載情況下，試驗中緩慢上升輸入電壓（上升速率5V/s 或 10V/s )，從0～130V啟動，啟動時穩態電流降低到200～220mA，穩態電流大約為 200±100mA，因而啟動時穩態電流和瞬態電流將為 400±100mA ，啟動電流較改進前減小 300mA，不會對供電電源造成太大的沖擊。可有效避免輸入電壓瞬間降低時，給整個供電回路造成較大的電流沖擊。
