時間：2023-05-30 10:27:47
開篇：寫作不僅是一種記錄，更是一種創造，它讓我們能夠捕捉那些稍縱即逝的靈感，將它們永久地定格在紙上。下面是小編精心整理的12篇電路設計，希望這些內容能成為您創作過程中的良師益友，陪伴您不斷探索和進步。
關鍵詞： 相控陣雷達； 靈敏度； 電源故障； 保護電路
中圖分類號： TN86?34； TP277 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2013）10?0168?03
0 引 言
隨著相控陣雷達技術的迅速發展，相控陣雷達技術被廣泛用于地面防御系統中。然而，在目前有源相控陣雷達中去掉了傳統雷達中的大功率發射機電源，由原來的大功率發射機電源改為向各個T/R組件供電，雷達的二次電源數量明顯增多， 電源系統越來越復雜，故障率明顯增多。由于軍用雷達常常工作在惡劣環境下，雷達電源的常見故障如過壓、欠壓、過熱、短路、缺相等，往往難以避免[1]。因此，對雷達電源系統故障的快速定位、電源保護、故障報警成為獲取電源故障信息，保證電源系統安全運行的關鍵。國內采用的保護技術，解決方案多數是在線路入口處設置斷路器，當線路過壓或欠壓時切斷線路，而當電壓恢復正常時需手動使斷路器復位[2]。本文在分析了相控陣雷達陣面電源的特點以及傳統雷達電源保護電路基礎上，設計了簡單實用的雷達電源保護電路，實現了雷達一次電源故障中的過、欠壓保護和二次電源缺相保護。該電源保護電路具有抗干擾能力強、靈敏度高等特點。可實現集成化自復位電源故障報警功能，提高了雷達電源系統的可靠性及靈敏度。
1 電源系統簡介
雷達主電源系由康明斯30 kW柴油發電機組、總控配電機柜、50 kW變頻發電機組（兩臺）與變頻機控制柜、ATS切換柜、電力變壓器、發電機組本機控制柜、通信及監控系統構成。在電源系統中，柴油發電機組與市電互為備份，當市電不能正常使用的時候開啟柴油發電機對雷達系統進行工頻供電，控制系統分為手動方式和自動方式（手動系統享有最高優先級）。系統結構如圖1所示。
2 基本參數確定
2.1 門限電壓定義
2.2.2 報警電路靈敏度
當輸入電壓采樣問題成功解決后，此過程為，設計人員拿預先設定的保護基準電壓與采樣電壓進行數值比較。[IC1B]輸出低電平時異名端的電平比同名端高。當設計一個電源電壓保護電路時，電源系統正常工作時需要重點考慮如下問題，送到[IC1B]的電壓經過采樣器分壓電路之后，3腳的電壓值必須低于的[IC1B]2腳的電壓。（1腳為輸出端，3腳為同名端，2腳為異名端）。只要采樣得到的電壓小于設置的基準電壓，[IC1A]就會產生欠壓保護信號，同理如果采樣電壓大于設置的基準電壓，[IC1B]就會產生過壓保護信號。需要注意設計人員在計算采樣電壓時，一定要同時考慮和分析過壓與欠壓基準電壓值。
被檢測電源經過整流電路后，就可以分別與被測電源基準電壓進行比較，若被監測的電源電壓均在正常工作的窗口電壓之內，則系統工作正常無需要報警。如果被測電源突然出現故障（不論過壓或欠壓）比較電路的輸出端便立即送出報警信號，以便在毫秒級內完成故障排除故障。
4 輸入缺相保護電路設計原理
5 結 語
本文在分析了相控陣雷達陣面電源的特點以及傳統雷達電源保護電路基礎上，結合雷達電源系統的研制，設計了簡單實用的雷達電源保護電路。該電路可實現雷達一次電源故障中的過、欠壓保護和二次電源缺相保護。實際應用表明，該保護電路工作穩定可靠，靈敏度高，能夠準確地對變頻發電機組與柴油發電機組進行過、欠壓報警，同時對陣面電源（二次電源）進行缺相保護，虛警率≤3%，故障報警率≥98%，故障隔離率≥96%，達到了對雷達電源保護的要求。
參考文獻
[1] 曹才開.開關電源保護電路的研究[J].繼電器，2007，35（z1）：462?466.
[2] 尤大千，尤永清.中性線點位偏移保護斷路器及其應用[J].建筑電器，1995（4）：11?17.
[3] 陳善華.無人機合成孔徑雷達接收機開關電源研制[J].現代雷達，2005（9）：78?80.
[4] 賁德.機載相控陣火控雷達[J].現代雷達，2001（1）：1?5.
[5] 鞠文耀，楊春，訾少波.陣面電源自動測試技術研究[J].電子工程師，2008，34（5）：5?7.
[6] 吳偉賓.一種三相電源逆相、缺相檢測電路[J].電子產品世界，2012，19（5）：66?68.
關鍵詞：Lorenz系統；吸引子；拓撲結構；電路設計
1 概述
最近十多年來，由于混沌控制與可同步、混沌信號寬頻譜及偽隨機特性，人們發現混沌在很多領域是有用的，或者存在巨大的應用前景，如電力系統崩潰保護，信息處理，低能耗流體混合，生物醫學工程，人腦和心臟中的混沌現象分析，混沌保密通信等。所有這些應用前景都強烈地驅使人們去研究混沌的控制與同步，混沌的反控制與反同步。在應用混沌技術的過程中，都往往需要有目的地生成混沌，或者強化現存的混沌行為，最終通過電路設計來產生混沌信號和實現混沌動力學行為。[1]
本文介紹一種實現三階模擬Lorenz系統的電路設計方法，從電路仿真結果可以看出，該電路可以實現三階Lorenz系統類似蝴蝶狀吸引子的拓撲結構。
2 三階連續自治三階Lorenz系統模型
三階連續自治Lorenz系統模型（1）是一個三階連續自治系統且含有兩個非線性項xz和xy。這兩個非線性項使系統（1）產生分岔、混沌等復雜的動力學行為，但同時它們又使得混沌系統的電路實現變得困難。
方程（2）中不再含有二次項，所以它很容易用電路來實現，但它能夠產生蝴蝶狀的混沌吸引子，同時具有類似于Lorenz系統的一些定性特征。控制器m可以將系統的軌線限制在對稱軸的左邊或右邊，分別得到左半吸引子和右半吸引子，且左、右半吸引子在m=0時可形成整個蝴蝶型吸引子。
4 模擬Lorenz系統電路實現
在圖1所示電路中，放大器A1-A5是電流反饋運算放大器， 由于其具有極佳的動態特性經常用在高速運算系統中。通過一個全波段的整流器來實現非線性項|x|，雙極轉換常數K通過四個MOS晶體管開關和一個相連的比較儀來實現。選擇C1=C2=C3=C，R1=R2=R1=R3=R，Ra=R/a，Rc=R/c，V1=mVI，Vb=bVI，其中VI是任意一個規范化的電壓，x=VX/VI，y=VY/VI，z=VZ/VI。則此電路可以實現方程（2）。
5 結束語
在工程應用中，用電路來從物理上來實現Lorenz系y，意義重大。本文介紹一種非常近似地實現Lorenz系統的電路，在本電路中非線性項|x|的偶對稱的本質決定了系統（2）在|m|
參考文獻
隨著便攜式通信設備的興起，無線接入技術得到了廣泛的重視。已有的無線通信技術的傳輸媒介包括微波、紅外、無線電、藍牙等技術。紅外數據通信指的是兩臺設備之間通過紅外線進行無線數據傳輸的一種數據傳輸方式，一般采用紅外波段內的近紅外線，波長在0. 75μm 至 25μm 之間。國際紅外數據協會 ( IrDA) 成立后，為了保證不同廠商的紅外產品能夠獲得最佳的通訊效果，將紅外數據通信所采用的光波波長的范圍限定在 850nm 至 900nm 之間。同時 IrDA又相繼制定了很多紅外通信協議，有側重于傳輸速率方面的，有側重于功耗方面的，也有二者兼顧的。這些協議分別為: SIR ( Serial Infrared，串行紅外協議) ，采用 3/16 ENDEC 編/解碼機制，最高通信速率為 115. 2kb/s; FIR ( Fast Infrared，快速紅外協議) ，采用 4PPM( Pulse Position Modulation，脈沖相位調制) 編譯碼機制，同時在低速時保留 SIR 協議規定;VFIR ( Very Fast Infrared，特速紅外協議) ，最高通信速率為 16Mbps。本文將利用 SIR 協議作為通信協議。紅外通信的最大特點在于它替代了設備之間傳統的線纜連接，進而擺脫了不同平臺設備連接時對于接口的特殊要求，使得跨平臺設備間的數據交換只需紅外收/發器彼此相對。
二、紅外數據傳輸模型
如圖 1 所示，典型的紅外通訊接口由紅外編/解碼器和紅外收/發器構成。串行紅外協議 SIR 采用 3/16 ENDEC 編/解碼機制 ( 3/16 ENDEC，即把一個有效數字位bit 時間段，劃分為 16 等分小時間段，以連續 3 個小時間段內有無脈沖信號表示調制 / 解調信息) ，這種標準與串行傳輸標準不同。若兩設備之間進行串行紅外通訊，就需要通過紅外編/解碼器進行串行編碼和 IrDA 編碼之間的轉換。紅外收發器包括發送器和接收器兩部分。發送器 ( transmitter) 將攜帶信息的紅外調制信號發送出去; 接收器利用光學裝置和紅外探測器對紅外信號進行接收，并將其轉換為 TTL或 CMOS 電脈沖。
三、紅外數據傳輸電路設計
1． 常用紅外器件
紅外通信技術相關的集成器件種類比較多。如表 1 所示。
2． 電路設計注意事項
( 1) 由于紅外數據是半雙工傳輸的，為避免自身產生的信號干擾自身，在發送時確保不接收信號，在接收時確保不發送信號。合理設置好收、發之間的時間間隔，不要從一種方式立即轉入另一種方式，時間上應有一定的延遲。
( 2) 根據實際的需要做好紅外器件的選型。要求高通信速率時，可選擇 FIR、VFIR 器件; 通信距離較長時，可選擇 LED 電流大、發射角小和靈敏度高的器件; 功耗低時，可選取低功耗的紅外器件。當然，傳輸距離與功耗之間存在矛盾，低功耗的器件通常傳輸距離小，因此在應用時應根據具體的情況綜合考慮，進行適當的取舍。
( 3) 設計印制板時，器件布局要合理。濾波用的電感和電容要靠近紅外器件放置，紅外器件與系統的地線要分開，僅在一點相連。同時各種紅外器件的供電電路設計要合理，避免電磁干擾，做好電源濾波。不使用紅外電路時要關閉電源。
四、基于 HSDL-7001 和 HSDL-3201 的紅外通信系統設計
本文的設計方案主要應用于天線匯流環 ( 旋轉連接器) 的 RS422 信號傳輸，且無線傳輸距離小于 5mm，但對體積和功耗要求較高。因此綜合考慮選用 Agilent 公司的編/解碼器HSDL-7001 和紅外收 / 發器 HSDL-3201 作為設計核心。
1． HSDL-7001 和 HSDL-3201 簡介
HSDL-7001 為紅外編 / 解碼芯片，其特性如下:
( 1) 接口與 SIR 收發器相兼容;
( 2) 可與標準的 16550UART 連接使用;
( 3) 可發送/接收 1. 63us 或 3/16 脈沖形式;
( 4) 內部或外部時鐘模式;
( 5) 波特率可編程;
( 6) 工作電壓范圍為 2. 7 ～5. 5V;
( 7) 工作溫度: -20 ～ +85℃。
HSDL-7001 引腳定義如表 2 所示:
HSDL-3201 是紅外收發器模塊，其特性如下:
( 1) 超小型封裝;
( 2) 發光二極管電壓范圍 2. 7 ～6. 0V;
( 3) 工作溫度: -20 ～ +85℃
( 4) 邊緣檢測輸入，避免了發光二極管開啟時間過長。
HSDL-3201 引腳定義如表 3 所示:
2． 紅外通信電路
基于 HSDL7001 和 HSDL3201 的紅外通訊電路如圖 2 所示。其中 RS422 串行信號的發送與接收分別與 U1 ( HSDL7001) 的引腳2、3 相連。三路通斷開關 SW 接 U1 的引腳4、5、6，用來設置通訊波特率。Y1 為 3. 6864MHz 晶振。R5 為 10M 諧振電阻。C3、C4 為 15pF 諧振電容。紅外收發器 U2 ( HSDL3201) 在每發送一字節數據的同時，會將該數據通過接收器數據輸出 ( 引腳 6) 反饋進行校驗。該電路可實現 TTL 電平或 COMS 電平的串行數據與 IrDA標準紅外信號的相互轉換，從而實現 SIR 紅外通訊。
五、紅外通信在天線匯流環中的應用
船載衛星通信系統中的天線子系統要求防纏繞裝置-匯流環，當前天線用匯流環多采用機械導電匯流環。然而機械導電匯流環在進行多路信號傳輸時，其滑環數會因此而增加; 隨之帶來磨擦力矩增大和級間電磁干擾，影響傳輸效果。因此采用紅外通信與機械導電相結合組成光電匯流環是一種較好的方案。微弱易受電磁干擾的信號由紅外線傳輸，較強的電流信號由機械導電匯流環傳輸，這樣就徹底解決了微弱信號遭受外界電磁干擾的可能性。由于大部分信號通過紅外線傳輸，機械導電匯流環環數減少，減小了摩擦力矩，提高了系統運行的穩定性。同時也減小了系統的體積和重量，優化了系統的結構。
目前在一些已有的通信器件上增加了某些多媒體功能直接導致信道數據傳輸流量增大，由于機械導電匯流環技術的局限性，已經不能滿足傳輸帶寬的要求。然而紅外通信技術不存在這方面的局限性，所以紅外通信結合機械導電組成的光電匯流環逐漸取代傳統的機械導電匯流環已成為必然趨勢。
關鍵詞：高幀頻；面陣CCD；FPGA；箝位電路；驅動電路
中圖分類號：TP391 文獻標識碼：A 文章編號：1009-3044（2014）34-8310-03
CCD（Charge Coupled Device）具有低噪聲、低功耗、大動態范圍、量子效率高、光譜響應范圍寬、幾何穩定性好等優點，是可見光領域最具有前途的探測器[1，2]。但不同廠商、不同型號的CCD驅動時序各不相同，因此CCD驅動電路很難規范化和標準化。CCD圖像傳感器對相機的性能起非常關鍵的作用， 因此實現CCD高性能驅動電路設計是非常重要的[3，4]。
高幀頻的CCD探測器是快速信號捕捉，超高速攝像等領域的重要實現手段。該文介紹一種高幀頻CCD KAI0340D驅動電路的設計方法。它的優點是電路結構簡單，調試方便，設計周期短，可靠性高。該CCD最大幀頻可以達到210 frame/s。
1 KAI0340D內部結構及驅動時序分析
KAI0340D是有效像元為640（H）×480（V）的行間轉移CCD圖像傳感器，其內部結構如圖1所示。總像元數為692×492，支持雙端讀出，最高讀出時鐘頻率為40MHz[5]。
CCD讀出共需要五類信號：快門信號（SUB）、三階電平行轉移信號（V2）、兩階電平垂直轉移信號（V2，V1）、復位信號（RS）和兩階水平轉移信號（H1，H2）。要使CCD輸出正確的圖像信號，需要設計滿足電平和時序要求的這五類信號。
由表1，可以看出該款CCD所需要的電平種類較多。行間轉移CCD工作過程如下：首先給出SUB信號將光敏區電荷清空；到達設定的積分時間時、給出三階的行轉移信號V2和兩階的垂直轉移信號V1，將光敏區電荷轉移至行間寄存器中；然后，給出兩階的垂直轉移信號V1、V2，將行間寄 存器一行的電荷轉移至水平移位寄存器中；最后，通過復位信號RS和水平轉移信號H1、H2的配合將電荷信號一個一個轉化為電壓信號讀出。
2 驅動電路設計
CCD驅動電路主要由驅動時序產生電路、驅動器電路和箝位電路組成。包括驅動電路及后續的數據采集電路在內，整塊CCD板上用到的電源共11種（單位：V）：+20、+15、+10、+9、+5、+3.3、+1.2、-20、-10、-8.5和-5。整塊板的功耗集中在+5V和+3.3V電源，綜合考慮設計的復雜性、板上功耗以及電源的通用性，選擇+18V、-18V、+6V和-6V四種電源。其中+15V、+10V和+9V電源由+18V電源經過濾波和電源變換芯片LT1764AEQ產生，+5V、+3.3V和+1.2V由+6V電源也經過LT1764AEQ產生，-10V和-8.5V由-18V電源經LT1964-SD產生，-5V由-6V電源經LT1964-SD產生，+20V和-20V電源通過倍壓電路產生。
2.1 箝位電路
箝位電路三要素：初始狀態、箝位方向和箝位電平。以行轉移信號V1為例，信號V1電平要求如圖2所示：常態V1M為0V，有效狀態V1L為-9V。一般的驅動器只能提供正電平驅動，使用MAX4426給出0～ +9V的信號，再將正電平箝位到所需要的電平。根據箝位電路三要素，初始狀態為+9V，向負電壓方向箝位，箝位電平為0V，如圖3所示。初始狀態，電容C129左端電平為+9V，右端通過電阻R81充電到0V，當C129左端電平跳到0V時，由于電容兩端電壓不能突變，右端電壓降到-9V，此時二極管D9反向，阻值很大，電容上的電荷同樣不能短時間內通過R81泄放，這樣C129的右端被箝位到了-9V電平。而當C129左端電平變為+9V時，電容右端電平回到一個略高0V的狀態（緩慢充電導致），但此時D9導通，電壓迅速回到0V。電路的充放電時間常數由電容C129和電阻R81的值決定，可根據信號周期進行調整。
另一行轉移信號V2是三階電平如圖2所示，產生過程如下：首先通過一片MAX4426驅動器U16產生一個兩階電平的信號，通過箝位電路（C123和D7） 產生第三階電平，再通過第二個箝位電路（C125、R78和D8） 箝位到所需要的電平[3]。由于所要驅動的電路一般都具有容性負載，故供電電壓可略高于所要求電壓，以抵消容性負載的消耗，讓驅動的電平滿足器件要求。
2.2 倍壓電路
如圖4所示，初始狀態電容C145左端電平為0V、右端電平為+10V，當vpulse信號由低變高時，C145左端電平變為10V而電容兩端電平不能突變，所以右端電平變為+20V。同理當vpulse_n由高變低時，電容C143右端產生-20V電平。
2.3 快門信號產生電路
如圖5所示，FPGA產生的控制信號SUB經+5V供電的驅動器隔離后送到電容C150和C151的左端。三極管Q4處于導通而Q3截止，A、C點電平為-20V，B點電平為+20V（不考慮電阻R91、R92和R93及三極管上的損耗）；當SUB由高變低時，B點電平被拉到+15V，C點電平被拉到-25V，Q3導通而Q4截止，A點電平變為+20V，經箝位后，SUB_CCD點的電平為+10V到+50V的脈沖（不考慮損耗），可略微提高各級供電電壓，產生滿足CCD快門信號電平和時序的脈沖[6，7]。
行轉移和復位信號由于速度較快，使用Intersil公司的高速驅動器ISL55110。在負載為100pF時該芯片的上升和下降時間均為1.5ns，即該負載下最快信號為3ns。根據箝位三要素產生合適電平的信號，此處不在贅述。
3 仿真及驗證
由于面陣CCD相機驅動時序的復雜性，采用硬件描述語言Verilog HDL設計驅動時序[8]。Verilog HDL采用自上至下及模塊化設計方式，具有強大的系統硬件描述能力，并能很好的配合仿真工具進行時序仿真，大大縮減了電路的設計周期。在Xilinx公司提供的綜合工具ISE下，使用同步邏輯設計減少毛刺的產生，提高電路的穩定性。調用Modelsim SE6.5可以很方便的觀察時序波形，仿真波形如圖6所示。
從圖7、圖8和圖9可以看出產生的驅動信號滿足CCD的要求。CCD輸出的信號經過相關雙采樣、放大和數字化后送到FPGA，FPGA將每一行的右半行數據倒序與左半行數據拼接成一行數據，再通過Camera Link發送到上位機，在上位機的實時顯示軟件上可以看到CCD輸出的圖像數據，并能看到幀頻為205.6frame/s。拍攝的圖片如圖10。
5 結論
使用FPGA產生驅動時序，經過驅動器調節驅動電壓并提高驅動能力，再用箝位電路箝位到所要電平的方法很好地實現了Kodak KAI0340 CCD的驅動信號，幀頻達到了預期的205.6frame/s。該CCD驅動采用FPGA編程設計，具有設計靈活、調試周期短、可靠性高的特點。箝位電路很好的解決了驅動器無法提供負電壓驅動的問題，并且能夠將電平箝位到所需的電平，通過兩個箝位電路配合可以實現三階電平，滿足了行轉移信號為三階電平的要求。
參考文獻：
[1] 佟首峰，阮錦，郝志航.CCD圖像傳感器降噪技術的研究[J].光學精密工程，2000，48（2）：140-145.
[2] 李洪法，薛旭成，郭永飛，等.雙抽頭CCD圖像整合優化設計[J].中國光學2012.25（1）：42-46.
[3] 薛旭成，李云飛，郭永飛.CCD成像系統中模擬前端設計[J].光學精密工程，2007，15（8）：1191-1195.
[4] 周懷得，劉海英，徐東，等.行間轉移面陣CCD的TDI工作方式研究[J].光學精密工程，2008，16（9）：1629-1634.
[5] Kodak KAI0340 Image Sensor User Guide[EB/OL]/go/imagers.
[6] 劉金國，余達，周懷得.面陣CCD芯片KAI1010M的高速驅動系統設計[J].光學精密工程，2008，16（9）：1623-1628.
【關鍵詞】USB虛擬網卡；USB協議；ARM
1.引言
隨著PC的普及和信息網絡的大發展，上網的人越來越多，也越來越依賴網絡給自己工作生活帶來便捷。同時無線網絡進一步的發展，我們幾乎不受限制的隨時隨地接入互聯網瀏覽信息、電子郵件、下載文件和聽音樂等等網絡活動。于是我們會時常碰到這種情況，當兩人同時上網時，常常用一個賬號共享上網了。從而電腦組建成小型網絡互訪就成為必要了，便出現了多種互聯方式。早期的串并口互聯、網卡互聯、紅外互聯，WIFI互聯和藍牙互聯等。由于各自使用條件速度等原因，相對較早的聯機速度慢，己經不用了。目前主流使用網卡聯機。這種網卡采用PCI插槽，用RJ45水晶頭連接，傳輸距離遠。但是當PC沒有網卡時，當筆記本互聯時，當互聯共享上網時，當小設備需要聯網時，總會出現不方便安裝網卡，或成本較大，或空間受限的原因不適合用網卡互聯。此時，我們可以考慮選用USB網卡聯機，以滿足需求。USB是目前計算機與外設上普遍采用的標準，其具有傳輸速率高、連接靈活、使用方便和可獨立供電等特性。所以，利用USB新型接口聯機無疑是一個全新開始，以其USB的優點必將受人們歡迎。
2.USB雙機互聯的基本原理
USB雙機互聯設備，其基本原理就是利用一個兩端都是USB接口的Host-Host橋模擬以太網卡實現聯網功能，通過這個帶網絡協議的處理芯片，兩臺互連的電腦工作時就跟用雙網卡連接時的工作狀態一樣。USB雙機互聯設備使用起來非常簡單，特別是現在大家都使用Windows XP的操作系統，只需分別插在兩臺電腦的USB口，系統提示找到新硬件，安裝驅動程序后設置“USB網絡連接”的IP，就可以使用了。
USB雙機互聯是利用USB聯網線把它們以連接起來，可以網絡互訪。USB聯網線的實質是：“1條USB聯網線=2塊網卡+l條網線”，因此它可見理解為“不需要網卡就能聯機的一種通信線”。但其實USB聯網線并不是一條雙頭USB線這么簡單，它內部是含有芯片電路的，其基本原理就是利用一個兩端都是USB接口的Host-Host橋模擬以太網卡實現聯網功能，通過這個帶網絡協議的處理芯片，兩臺互連的電腦工作時就跟用雙網卡連接時的工作狀態一樣。它可以完成具備網卡連接起來的網絡的所有功能（比如文件共享、聯網對戰、共享上網），不過一般都是USB1.1的，速度最多12Mbps，相當于I00Mbps網卡的速度。USB設備支持即插即用和熱插拔功能。所以，隨時都可以將它插入計算機的USB接口上。此時，計算機就會自動分配地址，用戶不需要進行任何物理參數的設置。并且USB設備的連接可以在開機狀態下直接進行，不需要關閉計算機的電源。USB網絡互聯安裝很簡單，先裝上USB連接電纜的驅動程序，并且安裝線纜指定的軟件模擬包，然后重啟計算機，插上線纜，配置好對等網的協議就可以了。表1給出了各種接口互聯的對照情況。
3.USB設備配置
當驅動程序加載時，主機開始給USB設備分配設備地址。這一步是主機通過設置USB設備地址請求命令完成的。當USB設備收到該命令，就設置自己的地址，不在使用默認地址O。當USB設備驅動程序加載之后，系統就開始從驅動程序的入口地址函數DriverEntry（）來執行，以初始化設備驅動程序對象，建立設備對象，初始化硬件設備等。USB設備的配置，就在初始化硬件對象時發生的。設備的配置其實就是根據設備配置的信息，使能設備相關功能特性的過程。而USB設備的配置信息存在于設備固件程序中，主機必須通過請求配置描述符命令來獲得。下面就是DDK為USB設備定義的配置描述符結構體。
從這個數據結構中，我們發現，配置有編號，配置有接口。所以，一個USB設備可有多個配置描述符，每個配置又支持多個接口。接口信息是通過接口描述符來確定的，是對USB設備端點功能的匯集總括，一個USB接口可以視為一個邏輯設備。那么，就存在這樣的問題，對于多配置，多接口的設備怎樣來配置？當然，是根據設備的邏輯功能來選擇所需的配置和接口。具體做法是在驅動程序中要指明配置情況，配置號和接口等。這樣，當配置請求命令執行后，設備便配置成所需的功能了。但是，要切忌配置只能進行一次。
4.接口電路設計
4.1 原理圖設計
通過前面分析對比，確定使用工DE接口線擴展USB接口。由于原理圖設計簡單，這里僅把設計時應該注意的事項列舉出來供參考。設計時應注意以下幾條原則：
（1）在D+上拉1.5K電阻以支持USB全速傳輸。
（2）若要采用中斷方式，則需接入中斷線。
（3）EOT_N引腳通過電阻接入VBUS，以正確檢測USB連接。
（4）芯片電源應加退禍電容，一般為0.luF。
（5）在D+/D一線上應串接200。
（6）ALE引腳接地。
4.2 PCB版圖設計
這是設計電路的最后一個環節，不僅要考慮電磁兼容、信號完整，而且還需要考慮制作工藝水平等。下面就給出部分關鍵的版圖設計原則：
（1）封裝選擇，電阻電容均采用非貼片器件。
（2）對于庫中沒有的封裝按文檔尺寸畫出封裝，1英寸=2.54毫米。
（3）采用雙層板較好走線，選擇合理的禁止布線區。
（4）接口器件應布在四周，便于連接美觀為好。
（5）核心芯片優先布局，根據參考原理圖信號流向安排主要元器件。
（6）插針應做到便于拔插。
（7）布線遵循電源線、信號線、地線的先后順序，可快速布線。
（8）所有的連線盡量采用做到短、粗、直線。
（9）輸入和輸出及相鄰兩層的導線應避免平行。
（10）數據線和地址線需平行走線。
（11）讀寫、中斷線、復位線和片選線最好用地線保護起來。
（12）晶體振蕩器下面不走線，外殼接地，時鐘線盡量短，地線保護。
（13）布線后，進行設計規則檢查和信號完整性分析。
4.3 電路焊接
拿到一塊電路板，焊接時也要遵循一些要求，不然會事倍功半。一般來說，從內到外來焊接，先焊接貼片集成電路，然后是位置較低的元件，最后才焊接邊緣的接口器件。
5.結論
本文是針對兩臺PC聯機的情況而展開論述的。雖通過了簡單測試，但與實際的應用相差深遠，還需解決更多的具體問題。所以，難點越多，論文觀點也要不斷充實完善。目前，USB互聯應用有有線到無線發展，低速到高速，大型到小型等層出不窮。每一樣應用都在某種程度上需要理論創新和技術創新。所以，值得研究的東西還很多。
參考文獻
[1]肖踞雄，翁鐵成，宋中慶.USB技術及應用設計[M].北京：清華大學出版社，2003.
[2]鄧斌，趙丹.利用USB2.0接口實現微機互聯的芯片設計[J].電腦開發，2004，17（5）：32-33.
[3]王舜燕，吳帆等.USB OTG設備互聯方案的設計與實現[J].計算機與數字工程，2006，34（7）：116-119.
[4]徐小濤，高脈洪等.WUSB的數據傳輸機制研究[J].新技術，2009，2：20-23.
作者簡介：
摘要：隨著近幾年CMOS集成電路的快速發展，COMS電路芯片的尺寸越來越小，單位面積芯片上集成的晶體管也逐漸增加，這有效提高了集成電路的運算速度，同時大大降低了單個芯片的制造成本。然而在集成電路快速發展的同時，ESD問題也日益凸現出來，ESD保護電路能夠有效保護COMS電路芯片，對內部電路的保護具有重要意義。筆者就以ESD保護原理為集成，對CMOS電路芯片ESD保護電路設計技術的發展進行了分析。
關鍵詞：COMS電路芯片；ESD保護電路；集成電路
靜電放電（ESD）對集成電路芯片的干擾程度最大，一般的，ESD通過干燥環境的人體帶電，以電荷脈沖形式出現在電路端口，進而影響內部電路。由于COMS鎖定效應的存在，當端口處缺乏有效保護措施時，很容易引發固有的鎖定效應，使得整個芯片的PNPN通道導通，如果外電路也缺少防護措施，那么電路就會燒毀。因此，CMOS電路芯片ESD保護電路的設計是極為重要的，需要給予充分的重視。 1 ESD原理和保護器件 1.1 ESD原理 所謂ESD保護電路，即為了防止靜電放電對電路芯片產生危害而設計的電路，目的是在放電事件發生的過程中，在芯片內部提供一個低電阻的支路，使得靜電放電產生的能量得到有效釋放，阻止靜電放出的能量對電路芯片產生危害，把靜電放電的危害降低到最小，保障整個電路的安全。當然，作為ESD保護電路，除了作為支路釋放靜電產生的能量以外，還要確保能量釋放伴隨產生的熱量分布均勻，若熱量分布不均，容易導致局部過熱，同樣會導致芯片或者電路的其他部分遭受損害。另外，ESD保護電路在發揮作用釋放能量的同時，要做到不影響主功能電路的正常工作，這就對ESD保護電路的設計提出了更高的要求。 1.2 靜電的產生和危害 一般來說，所有電路在正常工作的過程中，都容易受靜電放電的影響，靜電放電主要包括摩擦起電，感應生電以及離子轟擊三種方式，電子產品從生產到使用的過程中（包括運輸過程）都容易因為與帶電物體接觸從而產生靜電，對電路芯片或者其他部分產生危害。電子產品在生產的過程中，首先會容易發生在制造產品內部器件一晶元的過程中，車間里有很多制造器件的合成材料容易產生靜電，這時產生的靜電主要是對生產模板造成影響，如模板形狀變型、歧形等。另外，產生的靜電還可能直接對硅片造成影響，破壞電路的內部結構。在電路器件組裝的過程中同樣會產生靜電，被單獨切割的芯片與四周繞線容易產生靜電。芯片生產出來以后，印刷電路板的制作過程、設備制造過程、設備使用過程、設備維修過程都容易受到靜電的影響，從而對電子產品的電路產生影響，可以說，靜電放電已經成為危害電子行業的一個重要影響因素，在一定程度上影響了電子行業的發展，因此，要做好ESD保護電路的設計工作，把靜電放電產生的能量危害降低到最小。 1.3 ESD保護器件 靜電放電事件可能發生在電子產品從生產到使用的每一個過程，因此，ESD保護電路設計需要考慮多方面的因素，其中，保護器件的選擇是至關重要的一個環節，一般來說，保護器件的選擇需要遵循以下原則。為靜電產生的能量提供釋放渠道，這時保護電路最重要的功能，產生靜電時，保護電路應該充分發揮泄放通路的作用，使得靜電產生的能量得到有效釋放；通過正常的I/O信號時不工作，ESD保護電路還應該具備正常的識別功能，當I/O信號通過時，ESD保護電路不工作；引入較低的電容、電阻，靜電放電雖然會對電路產生危害，但與正常電路相比，靜電產生的能量相對較小，因此，引入小電阻、小電容器足夠的釋放靜電能量；除了上述要求以外，ESD保護電路的設計除了應該考慮到以上的要求以外，還應該對鎖閉（latchup）有較高的免疫，同時具備較高的耐壓能力。 2 ESD放電模式與設計方案 2.1 I/O引出端與VDD ESD放電的情況類型比較復雜，主要包括I/O到電源的正負靜電、I/O之間的正負靜電、電源到地的正負靜電、I/O到地的正負靜電、不同類型電源之間以及不同類型地之間的正負靜電五種類型，也就是說，產生靜電的方式有很多種，保護電路的設計方案需要盡可能考慮到所有的靜電產生方式，確保在每一種可能靜電放電的過程中能量得到有效釋放。設計ESD保護電路時需要進行有效的ESD測試，首先是I/O引出端，需要對引出端依次打三次正電、三次負電（順序不能反，每兩次之間間隔一秒），VDD端與I/O引出端類型相同，測試方式一樣，需要注意的是，若電路存在多個電源的情況，需要對各個類型的電源進行I/O引出端到電源的ESD測試，VDD端也一樣。 2.2 I/O引出端與I/O引出端 I/O引出端與I/O引出端之間同樣需要進行ESD測試，具體的測試方法為在I/O引出端之間互打ESD，同樣是三次正電、三次負電，間隔時間為一秒。ESD電流泄放路徑 上圖為ESD電流瀉放路徑，如圖所示，圖中的虛線部分表示PAD1對PAD2之間打正電時，靜電電流的泄放路徑，電流首先經過的保護電路，在保護電路中釋放一部分能量，剩余的能量流經電源到底之間的鉗位電路，最后經過過地線到達PAD2。 2.3 VDD引出端與GND引出端 對電源到地之間進行ESD進行放電測試時，采用同樣的方法依次打正電和負電，兩種情況下靜電電流的泄放路徑不同，打正電時，靜電電流從不同類型的電源到地，中間電流流經Power Clamp電路；打負電的情況則完全不同，靜電電流由反向二極管流向電源，即靜電電流產生的能量由反向二極管作為釋放器件，圖中的VCC到VCCPath和VSS到VSSPath就是典型的電源與地之間靜電電流產生能量的泄放路徑。 3 CMOS電路芯片ESD保護電路設計技術發展 近年來，CMOS電路芯片ESD保護電路設計發展經歷了相當漫長的階段，但經過業內人員的努力，已經取得了長足的進步，從最開始的二極管和電阻的雙層保護結構到三層結構器件的ESD保護網絡，再到寄生的PNPN四層結構以及后來的雙寄生橫向的PNPN四層結構ESD保護電路，ESD保護電路一直在逐漸完善。 3.1 二極管和電阻的雙層保護結構 二極管和電阻的雙層保護結構，其主要原理是通過二極管以及小電阻的作用，攔截通過的靜電電流，使得靜電產生的電流得到有效釋放，達到保護電路的作用，其是MOS電路普遍采用的一種保護電路設計方式，上圖中即為典型的二極管、電阻雙層保護結構。二極管和電阻的雙層保護結構是早期電子器件中經常采用的保護電路設計方式，其原理比較簡單，制造工序也不復雜，但二極管和小電阻占用的體積大，不符合電路集成化的發展趨勢，且對電路起不到完全的保護作用，很快就在業內被逐漸淘汰。 3.2 三層結構器件的ESD保護網絡 三層結構器件的ESD保護網絡是以二極管、小電阻雙層保護結構為基礎發展起來的一種ESD保護電路方式，設計者在MOS電路增添場氧MOS晶體管、柵氧MOS晶體管等三層結構器件。其能更有效地發揮對電路起到保護作用。 3.3 寄生的PNPN四層結構ESD保護電路 隨著三層結構器件的ESD保護網絡逐漸發展，三層結構器件在密度，以及能量的釋放速度上都有了很大的提升。隨后業內從業者以“微米級”CMOS工藝中寄生的四層結構PNPN器件（SCR）作為釋放靜電能量的工作器件，微米級器件的出現標志著ESD保護電路的工作器件在密度上達到了一個新的高度，其能為電路提供瞬時保護。隨著技術的不斷進步，后來出現了雙寄生橫向的SCR的ESD保護電路，結束了早期單一的SCR結構時代，其具有高電流沉陷（或者源出），低的接通阻抗，大的熱耗散體積等優點，為電路提供最有效的電路保護。 4 結語 綜上所述，ESD保護電路的設計需要多方面的因素，設計者需要了解所有的放電方式，針對電子產品的具體情況選擇適當的保護器件，制定恰當的保護電路設計方案，對電路芯片以及其他部分提供全方位的保護。近年來，ESD保護電路的發展已經取得了長足的進步，相信未來還會往更完善的方向發展。 參考文獻： [1]向洵，劉凡，楊偉，徐佳麗.基于CMOS工藝的全芯片ESD保護電路設計[J].微電子學，2010，03：396-399. [2]周子昂，姚遙，徐坤，張利紅.基于CMOS多功能數字芯片的ESD保護電路設計[J].電子科技，2012，04：57-59.
關鍵詞 太陽能 TD1410 降壓電路 鋰電池充電
中圖分類號：TK513 文獻標識碼：A DOI：10.16400/ki.kjdkz.2017.04.024
Abstract The purpose of this paper is to design a new charging circuit， using solar energy to charge the lithium battery. Through the TD1410 chip to achieve step-down circuit design， the output voltage of the solar cell voltage， and then charge the lithium battery， and the circuit board has been tested for many times. The results show that the circuit has a good effect， and it can be used as reference for the design of charger for lithium battery.
Key words solar； TD1410； step-down circuit； lithium battery charging
太陽能作為一種可再生能源，從發展之初就備受關注。如今，經過近六十年的研究，太陽能電池的應用技術已經相對成熟。太陽能型移動電源在長日照地區有很大的運用空間，可以通過充足的光照補充電量。然而，它容易受到天氣特別是光照的影響，使得輸出電流波動較大。若將太陽能電池的電壓和電流進行調節使其穩定，滿足鋰電池充電需求，便能解決該問題，從而可以在偏遠落后地區或者通電困難的情況滿足供能需求。
鋰電池作為一種便攜式可充電池，具有能量密度高，壽命長，充電功率范圍廣等突出優點。本文采用了太陽能電池通過降壓電路對鋰電池進行供電，實現功率的穩定輸出，避免了大幅波動的電流產生，同r具有過電流保護和短路電流保護功能。
1 太陽能電池工作特點
常見的太陽能電池以光電效應工作，特性類似二極管。當太陽能電池被陽光照射時，半導體材料p-n結產生新的空穴-電子對。在p-n結電場作用下，空穴向P區運動，形成負電荷區；而電子向N區運動，在N區形成正電荷區。兩區域間的電動勢因此產生，接上電路后電流便可形成。
由于太陽能發電板的輸出電流和電壓是隨電池板上有效光照強度變化而波動。所以一般無法用太陽能電池直接給用電系統供電。因而考慮先將太陽能電池的能量存儲起來，再通過蓄電池進行供電。這便要求充電電路能夠適應太陽能電池的電壓――電流輸出特性，并且能提供穩定的充電電壓和充電電流。
2 電路設計
單塊鋰電池的充電電壓為低于4.2V的恒流或4.2V時恒壓充電模式，若充電電壓超過4.25V，則會損傷電池。因此，充電電路中芯片電壓典型值在4.2V左右。
基于太陽能電池板的浮動電壓――電流的輸出特性和鋰電池的特性，我們擬使用以TD1410（PWM Buck DC/DC Converter）為核心的脈寬調制降壓型直流/直流變換電路作為充電電路。
2.1 降壓斬波電路的基本原理
如圖1所示，這是一個降壓斬波電路結構簡圖，E為直流電源，V為晶閘管，VD為續流二極管，設電感L值很大，電容C值也很大，使電感電流和電容電壓即負載電壓E基本為恒定值。
V導通時，電源E向電感L供電并使其蓄能，電路中電流為。此時，電容C維持輸出電壓恒定并供電給負載R，負載電壓E，負載電流按指數曲線上升；
V斷開后，電感L的能量向R供能，電流為，負載電壓與電源電壓極性相反。負載電流經二極管VD續流，負載電壓I/O近似為0，負載電流呈指數曲線下降。為了使負載電流連續且波動小，電路中串接的電感L值較大，負載電壓的平均值為：
= = =
改變占空比，輸出電壓既可以比電源電壓高，也可以比電源電壓低。當0
2.2 基于TD1410降壓充電電路設計
圖2中TD1410芯片固定頻率為380KHZ，為脈沖寬度調制電路，是一款開關型的降壓轉換電路。內部集成了功率晶體管，使電源電壓在3.6V-20V范圍波動情況下能夠穩定輸出2A電流。以圖1所示的降壓斬波電路作為模板，太陽能電池的電壓在15～20V浮動，作為左端的直流輸入。電路中的電容起到濾波和減少電壓波動的作用。TD1410的八個引腳需要用到五個。輸出端連接的SS34（肖特基二極管）其作用有二：一是起開關電路輸出續流作用，保持輸出電流的連續性；二是起反向隔離作用，防止輸出端的11.1V電壓反向影響輸入端。在理論上認為電感值為無窮大，在實際工程運用中，考慮電感性能和經濟性兩個指標，選用15uh的電感。調節和可以改變輸出電壓和電流，即改變占空比。該設計具有良好的帶負載能力和線性特性，適應0～100%的占空比，具有過電流保護和短路電流保護功能。
3 電路測試
鋰電池太陽能充電電路設計基于圖2完成。考慮到實驗過程中，電壓和電流等參量會受到天氣和光照等因素的影響，本實驗選取了在光照強度理想的情況下，在不同時刻對鋰電池進行充電測試分析。太陽能電池開路電壓20V，短路電流1.2A，最大功率電壓20V，最大功率電流1.1A；電池包采用3塊鋰電池串聯，標稱電壓11.1V，最大充電電壓14.3V，放電欠壓保護9V，最大充電電流3A。
因為光照強度的變化最終導致的是輸入電壓電流的變化，所以我們選取電壓和電流作為輸入變量。分析實驗測試數據，與輸入電壓相比，充電電壓有明顯下降，并且波動幅度明顯小于輸入電壓的波動，如圖3所示。對比圖4中的輸入電流和充電電流，可以發現當輸入電流大于0.95A時，充電電流略小于輸入電流；當輸入電流小于0.95A時，充電電流略大于輸入電流，這表明在充電過程中，電路可以對充電電壓和充電電流進行調節，使其滿足鋰電池的充電需求，同時，減小電壓和電流的波動，保證了充電的穩定性。
4 結論
本設計使用TD1410作為充電管理芯片，針對3S鋰電池和太陽能電池特性，設置合適的充電電壓和充電電流，搭建出了能量轉換電路，實現了太陽能電池板對鋰電池的穩定有效充電，并且滿足鋰電池和太陽能電池板的使用要求。通過實驗測試表明，電路可以對充電電壓和充電電流進行調節，使其滿足鋰電池的充電需求，并且減小了電壓和電流的波動，在一定范圍內時都能實現了正常充電。此外，該設計還具有過電流保護和短路電流保護功能。然而充電效率還有待提高。
*通訊作者：余醉仙
參考文獻
[1] 翟佳潔.太陽能路燈控制硬件電路設計[J].綠色科技，2014（2）.
[2] 何朝陽，戴軍，吳麗琴.太陽能路燈控制器的設計[J].電子技術，2006（12）.
[3] 崔容強，趙春江，吳達成.并網型太陽能光伏發電系統[M].化學工業出版社，2007.7.
[4] 黃漢云.太陽能光伏發電應用原理[M].化學工業出版社，2009.3.
[5] 羅玉峰，陳裕先，李玲.太陽能光伏發電技術[M].江西高校出版社，2009.6.
[6] MOTOROLA TL494 Datasheet 1996.
[7] Varghese， M.P.， A. Manjunatha and C.N. Raghu. An inventive approach of stability for Voltage Regulator Modules with high frequency multiphase buck converters in Power Electronics[C]. Drives and Energy Systems （PEDES）， 2012 IEEE International Conference. 2012. Bengaluru.
[8] T顯爭，李訓銘.智能型太陽能充電電路設計[J].東南大學學報（自然科學版），第38卷，增刊（II）2008.11.
【關鍵詞】前置放大電路；50Hz陷波器；濾波器參數
0 引言
腦電圖是臨床檢測大腦活動的重要手段[1]，腦電信號包含了大量人體生理和病理信息，通過對腦電信號的研究，可以了解神經細胞電活動與人生理心理狀態之間的關系，在臨床醫學和認知科學領域具有重要的科學意義。但是常規腦電圖機由于其體型較大，攜帶不方便，且導聯數較多操作麻煩。臺灣大學醫學工程所采用商用IC自行設計出單一通道電池供電的腦電信號記錄儀，并將所記錄到的腦電信號存儲于Flash Memory中，整個電辟的面積不到150cm2[2]。雖然國內與前幾年相比在簡易腦電儀設計方面可說是有很大的進步，但是總體電路設計還是不夠簡便，基于這個設想嘗試設計便攜式腦電采集系統。
1 總體方案
微弱的腦電信號埋沒在人體周圍各種頻率電磁場的干擾信號中，而這些干擾信號的感應電壓都是通過人體和導聯線與干擾源的耦合電容或電感起作用的[3]。所以每個模塊的設計都必不可少。本設計采用的是雙極導聯法，不使用無關電極，只使用頭皮上的兩個活動電極，以兩個作用電極作為放大器的輸入端，以利共模干擾抑制。這樣記錄下來的是兩個電極部位腦電變化的差值，因此可以大大減小干擾，并可排除無關電極引起的誤差。
腦電檢測系統設計上主要包括硬件部分和軟件部分。硬件部分是由高輸入阻抗的差動放大器及電壓放大器作為前置放大，經由高通、低通與50Hz陷波等濾波信號處理后，再將信號電壓放大至匹配模數轉化器電信號標準。考慮到使用者安全性，加入光電隔離電路作為電路與人體間電源隔離[4]。軟件部分將模擬信號轉換成數字信號時，采用STC12C5A60AD/S2系列帶A/D轉換的單片機，經過多次比較，使轉換所得的數字量逐次逼近輸入模擬量對應值。
2 硬件電路設計
2.1 前置放大電路
腦電信號檢測前置級放大電路通常采用差動電路結構。這個結構的電路由3個基本運算放大器構成，其中兩個組成同相并聯輸入第一級放大，以提高放大器的輸入阻抗，另一個為差動放大，作為放大器的第二級[5]。
前置放大倍數：Aμ=-（R6/R4）*（1+2R1/R3）≈100
2.2 高通濾波器
本實驗采用的是壓控電壓源高通濾波電路，主要是濾除電路中直流成分，消除極化電壓產生的干擾。
品質因數：Q=|1/（3-Aμp）|=1.1
2.3 50Hz陷波器
人體處在一個復雜的電磁環境中，工頻50Hz及其諧波輻射到人體產生的電壓能達到1V，雖然通過提高前置放大電路的共模抑制比能抑制共模信號，然而還會有相當高的50Hz干擾以差模形式進入到電路中，其幅值最高能達到幾毫伏，遠大于有用的腦電信號幅值。由于50Hz干擾的存在，信號就會在放大器中飽和，造成信號失真。因此50Hz陷波電路設計很有必要[6]。
電路中R18，R19決定了Q值，Q值越大，陷波帶寬越窄。但由于實際上元件與理想值有誤差，這會使得陷波頻率沒有落在50Hz，因此為減少實際誤差，Q不宜取太大。
品質因數：Q=1/（2|2-Aμp|）=5.5
2.4 主放大電路
將基本濾除干擾信號的腦電信號進行最主要的信號放大，只需采用最簡單的負反饋放大電路即可。
2.5 低通濾波器
低通濾波器用于消除腦電信號以外的高頻噪聲。為了使輸出電壓在高頻段以更快的速率下降，以改善濾波效果，在一階濾波器的基礎上再加一節RC低通濾波環節。最終選擇壓控電壓源低通濾波電路。
2.6 光電隔離
本電路設計中應用光電耦合器，將發光元件和受光元件組合在一起，通過電-光-電這種轉換，利用“光”這一環節完成隔離功能，使輸入和輸出在電氣上是完全隔離的。另外，在布線上也應該注意隔離。
3 軟件處理
采用STC12C5A60AD/S2系列帶A/D轉換的單片機將模擬信號轉換成數字信號，設置采樣頻率為300kHz，使得A/D轉換處于最佳處理狀態。該ADC是逐次比較型，通過逐次比較邏輯，從最高位（MSB）開始，順序地對每一輸入電壓與內置D/A轉換器輸出進行比較，使轉換所得的數字量逐次逼近輸入模擬量對應值。
4 實驗結果
每個模塊和總體電路的對比誤差實驗。
從該誤差實驗看出，電路每個模塊基本都達到了要求，而總放大倍數差距較大，在經過討論分析后發現每個濾波模塊也都有放大作用造成放大倍數增大。
如下圖所示，前一段為平靜時采集到的腦電信號，后一段為受到閃光刺激時采集到的腦電信號，由于采集數據結構眾多，只選取一段作為展示。實驗效果較為理想，完全能達到腦電信號放大電路的要求，其中不同頻率或阻帶寬度都可通過調節電路參數來改變，工程應用中非常方便。該電路應用到多通道腦電采集分析系統中，取得了良好的效果。
5 小結
本系統在現有的生物電放大器研究基礎上，改進并設計了由高低通濾波電路，50Hz陷波器等環節，避免了傳統生物電放大電路冗繁的模擬濾波環節，結構簡單，調試方便。且本文設計的電路都是經過多次反復測試，盡可能的減小誤差，選用最合適的元器件而得到的。相較于傳統的腦電圖機大型而復雜的設計，該系統達到了最簡化，這對設計簡單的多通道腦電圖機有一定的借鑒意義。
【參考文獻】
[1]郭瑤.腦電信號采集與處理系統設計[D].成都：電子科技大學，2007.
[2]黃群峰.腦電信號檢測專用集成電路設計研究[D].泉州：華僑大學，2007.
[3]邱天爽，王宏禹，鮑海平，等.基于EEG信號AR模型的中樞神經系統損傷檢測[J].國外醫學生物醫學工程分冊，2002，25（2）：92-96.
[4]張建利，李文峰.基于TMS320LF24O7A的腦電信號采集系統的設計[J].世界電子元器件，2004，11：37-39.
[5]王三強，何為，石堅.新型腦電信號前置級放大電路設計[N].重慶大學學報：自然科學版，2006，29（6）.
[6]史志懷，萬遂人.腦電信號采集中工頻陷波電路的設計[J].醫療裝備，2009，22（11）：11-12.
[7]童詩白，華成英.模擬電子技術基礎[M].4版.高等教育出版社，2006.
基金項目：浙江省大學生科技創新活動計劃項目研究成果（2012R413027）。
作者簡介：鄭佳麗，女，溫州醫科大學信息與工程學院。
摘要：針對直流斷路器原控制電路存在的弊端，提出改進設計方案，經實踐使用，效果較好，避免了直流斷路器線圈經常燒毀情況的發生。
關鍵詞：直流斷路器；直流過流保護；改進設計
引言
在地鐵客車的生產調試中，通常使用750V、1500V或3000V直流電源進行供電調試，為保護直流電源裝置和調試的地鐵客車，調試現場通常設置直流柜，而直流柜中最主要的電氣元件為直流斷路器，由直流斷路器的合分來控制客車調試所需的直流電源，即：變電所牽引整流裝置—變電所直流柜—現場直流柜—地鐵車輛。中車長春軌道客車股份有限公司直流斷路器常用瑞士賽雪龍公司不同規格產品，采用電保持方式，價格較高，在變電所直流柜中常配套價格同樣較高的直流綜保裝置進行綜合保護，而現場直流柜往往數量較多，為避免使成本過高，很少配備綜保裝置，所以主、控電路設計上通常比較簡單。
1電路原理及存在問題
主控電路如圖1所示。其中，KM1、KM2為直流繼電器，CZ21-16Z，線圈電壓220VDC；KT為時間繼電器，JWS1-DC220V，0.01～9.99s，設定值為1s；R1為電阻，1040Ω，300W；E為直流斷路器，UR6-31TD，E型，900VDC，1000A，線圈電壓220VDC；E-Z、E-F分別為直流斷路器E的主、輔觸點。當按下啟動按鈕SA時，KM1、KM2、KT得電，輔助觸點KM1-1、KM2-1閉合，直流斷路器E得電，控制電路中E-F閉合自鎖，主電路中主觸點E-Z閉合,向負載供出直流電。KT延時1s后輔助觸點KT-1打開，KM2失電，KM2-1打開，E線圈通過串聯電阻R1以小電流維持吸合狀態。但是在實際工作過程中，經常發生KM2-1或者KT-1觸點粘連情況，使直流斷路器E線圈一直流過較大的吸合電流，時間較長（超過5min）E線圈會燒毀，造成直流斷路器整體或線圈更換，不僅維修成本高，而且影響調試工作。
2改造方案
在維修過程中發現，KM2-1觸點粘連情況較多，通過分析，主要原因是KM2-1由閉合到打開時分斷較大電流。而在按下停止按鈕時雖然KM1-1也要打開，但是由于此時電阻R1的串入而分斷較小的電流，不致引起觸點粘連。為避免直流斷路器E線圈燒毀，在控制電路設計上進行改動，加入保護環節，一旦E線圈長時間流過大電流，保護環節動作，能夠及時切斷E線圈回路。為實現上述保護功能，對直流斷路器的控制回路進行改進，如圖2所示。其中，FL為分流器，GL為直流過流繼電器，設定值10～70mV，設定延遲動作時間0.5～30s。由于吸合時電阻R1未接入，E線圈的電阻約55Ω，故吸合時回路的吸合電流I1=220V/55Ω=4A，而最小維持電流I2=220V/(1040+55)Ω≈0.2A。為使回路得電后E線圈可靠閉合又不至于流入較大電流使線圈過熱燒毀，設定回路電流達到0.6A、延時5s左右切斷E線圈回路，可對線圈進行有效保護。由于GL設定值為10～70mV，可選FL為3A、75mV，這樣當回路電流為0.6A時，FL輸出15mV信號給GL。即：將GL保護定值設為15mV，延時時間設為5s，回路電流一旦達到、保持0.6A以上，GL收到信號大于15mV，延時5s后GL動作，GL-1打開，切斷自鎖回路，使E線圈失電，不致流過較大電流引起過熱或燒毀。
3結語
改進設計后，經過反復試驗，保護動作可靠，E線圈沒有發熱現象。投入使用后，原有線圈燒毀情況未再發生。
作者：李鐵維 單位：中車長春軌道客車股份有限公司動力廠
關鍵詞： 壓敏電阻；電路設計；過壓防護器件
中圖分類號：TM862 文獻標識碼：A 文章編號：1671－7597（2012）1110142－02
壓敏電阻器（VDR），簡稱壓敏電阻，是一種電壓敏感元件，其特點是在該元件上的外加電壓增加到某一臨界值（壓敏電壓值）時，其阻值將急劇減小。壓敏電阻器的電阻體材料是半導體，所以它是半導體電阻器的一個品種。現在大量使用的“氧化鋅”（ZnO）壓敏電阻器，它的主體材料有二價元素（Zn）和六價元素氧（O）所構成。所以從材料的角度來看，氧化鋅壓敏電阻器是一種“Ⅱ-Ⅵ族氧化物半導體”。
文字符號：“RV”或“R”
結構——根據半導體材料的非線性特性制成的。
1 壓敏電阻的特性及關鍵參數
1.1 壓敏電阻的特性
壓敏電阻器的電壓與電流不遵守歐姆定律，而成特殊的非線性關系。當兩端所加電壓低于標稱額定電壓值時，壓敏電阻器的電阻值接近無窮大，內部幾乎無電流流過；當兩端所加電壓略高于標稱額定電壓值時，壓敏電阻器將迅速擊穿導通，并由高阻狀態變為低阻狀態，工作電流也急劇增大；當兩端所加電壓低于標稱額定電壓值時，壓敏電阻器又恢復為高阻狀態；當兩端所加電壓超過最大限制電壓值時，壓敏電阻器將完全擊穿損壞，無法再自行恢復。
1.2 壓敏電阻的關鍵參數
1.2.1 壓敏電壓
壓敏電壓即擊穿電壓或閾值電壓。一般認為是在溫度為20度時，在壓敏電阻上有1mA電流流過的時候，相應加在該壓敏電阻器兩端的電壓值。壓敏電壓是壓敏電阻I－U曲線拐點上的非線性起始電壓，是決定壓敏電阻額定電壓的非線性電壓。為了保證電路在正常的工作范圍內，壓敏電阻正常工作，壓敏電壓值必須大于被保護電路的最大額定工作電壓。
1.2.2 最大限制電壓
最大限制電壓是指壓敏電阻器兩端所能承受的最高電壓值。通俗的解釋是：當浪涌電壓超過壓敏電壓時，在壓敏電阻兩端測得的最高峰值電壓，也叫最大鉗位電壓。為了良好的保證被保護電路不受損害，在選擇壓敏電阻時，壓敏電阻的最大限制電壓，一定要小于電路額定最大工作電壓（采用多級防護時，可另行考慮）。
1.2.3 通流容量
通流容量也稱通流量，是指在規定的條件（以規定的時間間隔和次數，施加標準的沖擊電流）下，允許通過壓敏電阻器上的最大脈沖（峰值）電流值。
通常產品給出的通流量是按產品標準給定的波形、沖擊次數和間隙時間進行脈沖試驗時產品所能承受的最大電流值。而產品所能承受的沖擊數是波形、幅值和間隙時間的函數，當電流波形幅值降低50％時沖擊次數可增加一倍，所以在實際應用中，壓敏電阻所吸收的浪涌電流應大于產品的最大通流量。
壓敏電阻所吸收的浪涌電流幅值應小于手冊中給出的產品最大通流量。然而從保護效果出發，要求所選用的通流量大一些好。在許多情況下，實際發生的通流量是很難精確計算的，則選用2－20kA的產品。如手頭產品的通流量不能滿足使用要求時，可將幾只單個的壓敏電阻并聯使用，并聯后的壓敏電壓不變，其通流量為各單只壓敏電阻數值之和。要求并聯的壓敏電阻伏安特性盡量相同，否則易引起分流不均勻而損壞壓敏電阻。
1.2.4 電壓比
電壓比是指壓敏電阻器的電流為1mA時產生的電壓值與壓敏電阻器的電流為0.1mA時產生的電壓值之比。
1.2.5 殘壓比
流過壓敏電阻器的電流為某一值時，在它兩端所產生的電壓稱為這一電流值為殘壓。殘壓比則的殘壓與標稱電壓之比。
1.2.6 漏電流
漏電流也稱等待電流，是指壓敏電阻器在規定的溫度和最大直流電壓下，流過壓敏電阻器的電流。漏電流越小越好。對于漏電流特別應強調的是必須穩定，不允許在工作中自動升高，一旦發現漏電流自動升高，就應立即淘汰，因為漏電流的不穩定是加速防雷器老化和防雷器爆炸的直接原因。因此在選擇漏電流這一參數時，不能一味地追求越小越好，只要是在電網允許值范圍內，選擇漏電流值相對稍大一些的防雷器，反而較穩定。
2 壓敏電阻在電路設計中的典型應用
壓敏電阻被廣泛應用于電壓保護、防雷、抑制浪涌電流、吸收尖峰脈沖、限幅、高壓滅弧、消噪、保護半導體元器件等。以下是壓敏電阻電路應用中的幾個典型實例。
2.1 電路輸入過壓保護
大氣過電壓由于雷擊引起，大多數屬于感應性過電壓，雷擊對輸電線路放電產生的過電壓，這種過電壓的電壓值很高，可達100～10000V，造成的危害極大。因此對于必須對電氣設備采取措施防止大氣過電壓。可以采用壓敏電阻器。一般采用與設備并聯。如果電氣設備要求殘壓很低時，可以采用多級防護。
2.2 防止操作過電壓防護電路
操作過電壓是電路工作狀態突然變化時，電磁能量急劇轉化，快速釋放時產生的一種過電壓，防止這種過電壓可以用壓敏電阻器保護各種電源設備、電機等。圖2為壓敏電阻防止操作過電壓的一個例子。
2.3 半導體器件的過壓保護
為了防止半導體器件工作時由于某些原因產生過電壓時被燒毀，常用壓敏電阻加以保護，圖3所示電路中，在晶體管發射極和集電極之間，或者在變壓器的一次連接壓敏電阻，能有效地保護過電壓對晶體管的損傷。在正常狀態下，壓敏電阻呈高阻態，只有很想的漏電流，而當承受過電壓時，壓敏電阻迅速變成低阻狀態，過電壓能量以放電電流的形式被壓敏電阻吸收，浪涌電壓消失以后，當電路或元件承受正常電壓時，壓敏電阻又恢復到高阻狀體。對于二極管和晶閘管來說，一般將壓敏電阻和這些半導體元件并聯或者于電源并聯，而且應滿足兩個要求：一是重復動作的方向電壓要大與壓敏電阻的殘壓，二是非重復動作的反向電壓也要大于壓敏電阻的殘壓。
2.4 接觸器、繼電器防護器
當切斷含有接觸器，繼電器等感性負載的的電路時，其過電壓可以超過電源電壓的數倍，過電壓造成接點間電弧和火花放電，燒損觸頭，縮短設備壽命。由于壓敏電阻在高電位的分流作用，從而保護了觸點。壓敏電阻和線圈并聯時，觸點間的過電壓等于電源電壓與壓敏電阻殘壓之和，壓敏電阻吸收的能量為線圈存儲的能量，壓敏電阻與觸點串聯時，觸點的過電壓等于壓敏電阻的殘壓，壓敏電阻吸收的能量為線圈存儲能量的1.2倍。
3 壓敏電阻應用注意事項
1）壓敏電阻的響應時間為ns級，比空氣放電管快，比TVS管稍慢一些，一般情況下用于電子電路的過電壓保護其響應速度可以滿足要求。
2）壓敏電阻的結電容一般在幾百到幾千pF的數量級范圍，很多情況下不宜直接應用在高頻信號線路的保護中，應用在交流電路的保護中時，因為其結電容較大會增加漏電流，在設計防護電路時需要充分考慮。壓敏電阻的通流容量比TVS管大，但比氣體放電管小。
3）壓敏電壓的參數選擇。一般地說，壓敏電阻器常常與被保護器件或裝置并聯使用，在正常情況下，壓敏電阻器兩端的直流或交流電壓應低于標稱電壓，即使在電源波動情況最壞時，也不應高于額定值中選擇的最大連續工作電壓，該最大連續工作電壓值所對應的標稱電壓值即為選用值。對于過壓保護方面的應用，壓敏電壓值應大于實際電路的電壓值，一般應使用下式進行選擇：
式中：a為電路電壓波動系數，一般取1.23；v為電路直流工作電壓（交流時為有效值）；b為壓敏電壓誤差，一般取0.85（實際取值參照產品數據手冊）；c為元件的老化系數，一般取0.9。
這樣計算得到的V（1mA）實際數值是最大直流工作電壓的1.5－2倍，在正弦交流狀態下還要考慮峰值，因此計算結果應擴大 倍。信號線1.2-1.5倍。
4）必須保證在電壓波動最大時，連續工作電壓也不會超過最大允許值，否則將縮短壓敏電阻的使用壽命。
5）在電源線與大地間使用壓敏電阻時，有時由于接地不良而使線與地之間電壓上升，所以通常采用在線與線間大地使用場合采用更高標稱電壓的壓敏電阻器。
6）最大限制電壓。選用的壓敏電阻的殘壓最大允許電壓一定要小于被保護物電路的最大承受電壓耐壓水平Vo，否則便達不到可靠的保護目的，通常沖擊電流Ip值較大。
董利強
性 別
男
出生年月
1985.2
籍貫
河北唐山
民 族
漢
學 歷
大專專業
應用電子
畢業學校
安陽工學院聯系方式
TEL: 13673046治理發愣功
E-Mail: 個人主頁
.cn/dongliqiang2008
求職意向
電子電路設計和測試工作；工廠自動化設備的監控于維護；生產準備.電子電路及原輔材料的采購和銷售;
個人能力
1.熟練掌握Word.Excel等辦公系列軟件；熟練應用AoutoCAD進行繪圖；
2.熟練掌握Keil，EDA和PLC編程；
3.熟練應用Protel開發電路板。
4.熟練掌握51系列單片機的開發。
5.熟悉ARM，Linux嵌入式單片。
乙方：_________
甲方委托乙方為其設計制作電路，為保質保量完成任務，經甲乙雙方協商達成如下協議：
1．在本協議書簽訂前，甲方應向乙方提供詳細的電路設計任務書，明確設計制作電路的功能，各項參數等；該任務書作為乙方設計制作電路的依據。
2．在本協議書簽訂前，甲方應詳細閱讀有關乙方的電路設計細則說明。
3．在本協議書簽訂前，乙方應向甲方提交電路設計費用明細表，并詳細介紹相關事項。
4．協議變更終止
（1）甲方終止協議：甲方承擔一切已經用于該電路設計的費用，并支付乙方相應的勞務費用；乙方有權收回已交于甲方的所有有關電路設計的資料及產品，乙方并保留該設計的所有權利。
（2）乙方終止協議：乙方承擔一切已經用于該電路設計的費用，并返還甲方在此之前所支付的所有費用。
（3）以上兩條在不可抗拒因素發生時無效。
（4）因設計需要而變更本協議時，甲乙雙方協商解決。
（5）乙方電路設計不滿足設計任務書要求時，按乙方終止協議處理。
5．付費方式
（1）按照乙方向甲方提交的普通電路設計費用明細表，甲方應支付乙方設計該電路的全部費用為_________元。
（2）本協議書簽定后的_________個工作日內，按照乙方應向甲方提交的普通電路設計費用明細表，甲方須預先支付乙方全部電路設計費用的1／2，計_________元，否則，按甲方終止協議處理；在乙方按設計任務書要求完成設計并向甲方交付設計時，甲方應支付乙方全部剩余費用，否則，按甲方終止協議處理。
6．本協議三項（協議書，設計說明書，費用明細表），一式兩份，甲乙雙方各一份；其具有法律依據和效力；乙方保留其最終解釋權。
甲方（蓋章）：_________乙方（蓋章）：_________
