時間：2023-05-30 10:25:50
開篇：寫作不僅是一種記錄，更是一種創造，它讓我們能夠捕捉那些稍縱即逝的靈感，將它們永久地定格在紙上。下面是小編精心整理的12篇頻率響應，希望這些內容能成為您創作過程中的良師益友，陪伴您不斷探索和進步。
關鍵詞:定義；電網頻率
中圖分類號：U665.12 文獻標識碼：A 文章編號：
1 電網的一次調頻
1）一次調頻的定義
頻率的一次調整如圖 1 所示。其中,PG為系統中的 等 值 發 電 機 組的頻率靜態特性曲線( 已線性化) , PL為等值負荷靜態特性曲線, 兩線相交的 a 點為系統額定頻率的運行點。若 電 力 系 統 在 額定頻率下運行( 圖中 a 點) , 當系統負荷由 PLN突然增加到 PL1時, 系統中的等值發電機的調頻過程如下: 負荷突然增加瞬間, 由于原動機調速器存在慣性,發電機的出力保持 PGN不變, 所增加負荷只能靠系統中的轉動部分( 主要是發電機組和負荷電動機的轉子) 所貯存的動能來抵償, 促使機組轉速下降, 系統頻率相應下降到 f1(b 點)。
圖1頻率的一次調整
當系統頻率降低到超出調速器的失靈區( 通常水輪機為 0.02 %, 汽輪機為 0.05 %)時, 調速器動作,增加原動機的輸入( 增加進水量或進汽), 使發電機出力增加, 系統頻率從 f1回升到 f2, 即達到 PG、PL1兩特性曲線的交點 c。這表明, 發電機組仍然維持原頻率特性曲線時, 系統頻率穩定在 f2(交點 c), fN>f2>f1。這個調整過程是調速器自動完成的, 通常稱為一次調整過程。
電力系統中的電源機組都參與頻率的一次調整, 當負荷增量發生時, 各發電機組先按其負荷增量發生點的同步功率(dp /dδ, δ為發電機轉子 q 軸與以同步轉速旋轉的坐標軸之間的夾角), 粗略地說相應地按電氣距離成反比來分配這些增量。當各發電機組間產生頻差時, 將按電源機組的慣量以相互振蕩的形式進行這些增量的再分配, 并逐步進入二次調頻。
2）一次調頻的重要性
互聯電網如果沒有良好的一次頻率響應特性,會導致事故后系統的準穩態頻率過低, 從而使低周減載裝置動作, 不利于系統的可靠運行。國外研究表明, 隨著電網的發展, 一些因素正在惡化電網的一次頻率響應特性:
a. 汽輪機采用滑壓運行、鍋爐跟蹤運行, 汽輪機閥門全開, 導致機組失去調節能力;
b. 電網核電比例加大, 可調節、調度能力下降;
c. 重工業減少, 缺少相應的電動機負荷, 從而負荷對頻率的影響降低;
d. 循環機組, 采用溫度控制模式時, 有著正的頻率響應特性, 不利于系統頻率恢復, 通常在系統低谷時期, 表現更為明顯;
e. 電力市場的推進, 市場力驅使各控制區出于經濟性考慮, 備用最小化。
綜上所述, 完善互聯電網一次調頻管理, 制定出量化的考核標準, 是提高電網可靠性的必然手段。
2、頻率響應實例分析
1）參數定義
互聯電網的最大動態頻率偏差 Δfdyn_max, 是指電網事故發生后, 電網頻率跌至的最低值, 其主要決定于下列因素:
a. 擾動的幅度和持續時間;
b. 發電機轉子上儲存的動能;
c. 參與一次調頻的發電機數目, 一次調頻儲備容量及其在發電機組之間的分配比例;
d. 發電機、控制器(如調速器)的動態特性;
e. 負荷的動態頻率特性。
準穩態頻率偏差 Δf, 是指系統一次調頻動作后,而自動發電控制 AGC( Auto Generation Control) 等二次調頻手段尚未接手時的頻率偏差, 其主要決定于下列因素:
a. 網絡的頻率響應系數和擾動的幅度;
b. 控制區參與一次調頻的發電機的調差率;
c. 負荷對頻率響應的靈敏度。
一次調頻儲備,是指發電機在調速器參與一次調頻過程中,可以增加的功率, 它是由發電機的調節限幅決定的, 如圖2所示。穩態時( f=f0), 不同調差系數的機組Ga、Gb的限幅相同, 因而一次調頻儲備容量相同。
圖2 一次調頻儲備
當擾動發生, 且 Δf
當 Δfb>Δf>Δfa=時, 機組 Ga出力達到最大值 Pmax, 無調節能力; 當 Δf >Δfb時, 機組 Ga和機組 Gb在準穩態的情形下, 對頻率的貢獻相同。
2）以華東電網頻率響應為例
筆者查閱相關資料得知在2005年11月20日華東電網突然失去 2.83 GW區外輸入功率, 這次事件相當于進行了一次電網頻率響應試驗。圖3為事故發生后 1 min 系統頻率曲線。
圖3華東電網頻率特性
A 點(t=13:56:40, f=50.012 Hz), 表示區外來電失去前, 電網的頻率。
B 點(t=13:57:18, f=49.575 Hz)表示在全網機組調速器的響應下, 電網頻率恢復到的準穩態值, 此時, 一次調頻作用達到最高峰, 但是 AGC 指令、緊急控制等措施尚未接管。
C 點(t=13:56:51, f=49.518 Hz)表示電網的最大動態頻率偏差 Δfdyn_max。
D 點表示 A 點之后 60 s 的系統頻率, 如電網沒有及時補足功率差額, 則電網頻率仍然不能恢復到額定頻率。
從 13:56:40 開始系統頻率在 11s 內從 50.012Hz快速下降到 49.518 Hz, 此時系統的動態頻率偏差為Δfdyn_max=0.482 Hz。華東電網機組一次調頻相應的頻率死區為0.033 Hz, 當系統頻率降低至 49.967 Hz 時, 機組接收到頻差信號, 機組的一次調頻執行機構開始動作, 一般在 5 s 內可以起作用。這次事故, 正體現出華東電網一次調頻管理存在以下問題:
a. 華東目前大部分機組限幅偏小, 大部分機組限幅在 3 %～4 %, 未達到 6 % 的要求;
b. 大部分水電機組的一次調頻功能基本上未發揮作用;
c. 理想情況下, 系統的準穩態頻率偏差應控制在 0.2 Hz 內;
d. 目前, 省市電網現有機組的一次調頻功能是基于控制性能標準CPS(Control Performance Standard)的一種調頻手段, 為滿足對電網頻率精度有較高敏感度的要求, 機組一次調頻功能所起作用相當有限。
3、小發電廠頻率響應為例
筆者所供職的無錫供電公司在2012年7月11日220kV揚名變電所2號主變故障，110kV副母線所供揚協線協聯電廠#4機（18MW）、#5機（45MW）、#6機（20MW）與揚珠線（35MW）、揚惠線（1MW）、揚蘆線（13MW）形成小系統運行。
6:07起該小系統頻率大幅波動，最低至48.5HZ，最高至51.5HZ（機組轉速在2910-3090rpm之間波動），引起低周保護（48.5HZ/0.5S）動作切除6條10kV線路。
6:17因電壓大幅下降（小系統電壓最低到70%Un），汽機振動增加，#6機組發電機出現強勵，協聯電廠根據現場規程要求，緊急切除#6機組，小系統頻率持續波動，同時#5機組調速系統異常，小系統功率發生缺額，頻率逐步下降至48.25HZ以下；
6:19，低周保護（48.25HZ/0.5S）再次動作切除5條10kV線路，小系統頻率回升至50HZ左右波動。此次事故，體現出小容量發電廠（單臺裝機容量50MW及以下）調頻管理存在以下問題：
a協聯電廠#5、#6機為抽凝機組，其調速系統采用的是電動液壓裝置，首先調節供熱壓力，其次調整電氣量（電壓、頻率）；
b調速系統調節異常、紊亂，導致事故發生時，頻率波動，從而導致低周保護動作；
附：協聯電廠#5機故障錄波圖
4、結語
綜上所述，目前, 各互聯電網對機組的一次調頻參數都有著嚴格的規定, 但是, 這些規定都沒有量化考核標準,頻率管理的各階段工作也未作細分。通過分析華東電網這次事故可以看出, 現有旋轉備用管理規定和CPS 考核標準不足以考核控制區的一次調頻能力，通過小電廠這次事故可以看出，一次調頻的管理還有應完善的地方。可以著重考慮下列幾個方面:
a. 各種量化指標的確定, 如調差率、響應容量、機組出力限幅等;
b. 一次調頻備用在各控制區、發電機組間的分配方式, 這也是隨著電力市場的推進, 引入輔助服務市場必須要考慮的問題;
【關鍵詞】諧響應分析 矯正機
為進一步確定優化后的機架在承受隨時間按正弦規律變化載荷時的穩態響應狀態，對優化后的機架進行諧響應分析，從而驗證優化后的機架能否成功克服共振、疲勞以及其他受迫振動引起的有害效果。
一、諧響應分析理論概述
作為一種用于求解線性結構承受正弦波動下系統的響應的技術，諧響應分析只計算結構的穩態受迫振動，且具有僅用于結構的分析、所有載荷都以正弦函數方式變化、不考慮瞬態效應等特點。在一個諧響應分析中，結構的載荷與響應被假定為簡諧的循環。
目前用于諧響應分析的常用方法有三種，表1給出了Full完全法、Reduced縮減分析法、Mode Superposition模態疊加法三種方法的對比表。
表1 諧響應分析常用方法對比表
通過比較分析三種方法的優缺點，本文對優化后的機架采用Full完全法在模態分析的基礎上對其進行諧響應分析。諧響應分析是一種線性分析，其分析步驟如圖1所示。
圖1 諧響應分析具體步驟
二、七輥矯正機機架的諧響應仿真結果分析
本文W43T-120X3000七輥矯正機機架的諧響應分析是在模態分析的基礎上進行的，在諧響應分析中必須指定頻率范圍。在機架結構的動力響應中，低階模態占主要地位，高階模態產生的振幅很小，而且由于結構阻尼的作用，響應中的高階部分衰減也很快，故選擇頻率范圍0～60HZ。根據模態分析的結果可知，優化后的機架只要是發生彎曲和扭轉的振動，且從后處理器的動畫可以看出，其振動是自上而下逐漸遞減的，為加快求解速度，本文選取機架頂部一節點和底座安裝板上一節點進行諧響應分析，節點選取位置如圖2所示。
（a） （b）
圖2優化后的機架諧響應分析的取點位置圖
通過模態分析我們可以看到，自第八階以后模態產生的振幅很小，而八階以前的模態占主要地位，同時在諧響應分析時考慮頻率范圍是首要考慮條件，所以本文在對優化后的機架做諧響應分析時只考慮0～20Hz頻率范圍內的結構響應情況。
（a）位移對頻率響應曲線圖
（b）相位角對頻率響應曲線
圖3 圖2（a）節點對應的位移及相位對頻率響應曲線圖
（a）位移對頻率響應曲線圖
（b）相位角對頻率響應曲線
關鍵詞 壓電式加速度計；規程修訂；量值溯源
中圖分類號TM4 文獻標識碼A 文章編號 1674-6708（2013）84-0167-01
0 引言
JJG233-2008《壓電式加速度計》檢定規程修訂后，相對于JJG233-1996無論是檢定項目還是技術要求都有了較大變化，本文對此作了一些闡述，以幫助廣大振動計量人員更好地理解和使用。
1 靈敏度幅值的不確定度
JJG233-2008《壓電式加速度計》中對工作加速度計靈敏度幅值的測量不確定度的要求是：參考條件下：1%，其他條件下：2.0%（0.4Hz≤f≤2Hz）；1.0%（2Hz
2 靈敏度頻率響應
JJG233-2008《壓電式加速度計》中對于靈敏度頻率響應的要求是按表2分段給出靈敏度頻率響應的工作頻率范圍，而表2的要求是±5%或±10%，在1996版本中是這樣提出的“制造廠應給出工作加速度計靈敏度變化±5%或±10%的工作頻率范圍”。從字面來說兩者的含義相差不多，但是如果從理解層面來看，顯然是以前的即1996的版本更容易理解。
從檢測方法來看，顯然是采用振動連續掃描法以及隨機激勵法最好，直接給出被檢加速度計的頻率響應曲線供使用者參考。但是由于條件限制，目前大多數計量技術機構還是采用逐點法進行檢定，同時由于大部分的計量技術機構使用的是比較法（中頻）振動標準裝置，其標準器多采用的是B&K的8305參考加速度計，由于此類振動標準振動套組在送檢時，上級計量部門出具的檢定證書往往也僅僅是給出（20～2000）Hz范圍的數據，所以計量技術機構出具的證書報告并不能真正覆蓋靈敏度變化±5%或±10%的工作頻率范圍。
需要指出的是，從JJG233-008《壓電式加速度計》國家計量檢定規程中可以看出，靈敏度響應指標并不是判斷壓電加速度計合格與否的標準，規程中規定僅僅是要求給出即可。舉個例子就是某個加速度計經過檢定，其在（20～1000）Hz時，靈敏度變化是±10%，而在（1000～2000）Hz時，其靈敏度變化是±20%，此時它的檢定證書上給出（20～1000）Hz時，靈敏度變化是±10%即可，還是可以判定其為合格。但是對于實際的使用來說，特別是如果作為振動臺檢定裝置中的標準器，由于其工作范圍都要到2 000Hz及以上，顯然這樣的加速度計是不能拿來使用的。因此對于用作振動臺檢定裝置標準器的壓電加速度計來說，其工作范圍內其靈敏度響應變化控制在±3%以內為宜。
3 靈敏度幅值線性度
JJG233-3008《壓電式加速度計》國家計量檢定規程中對于靈敏度幅值線性度的要求是按表3分段給出靈敏度度幅值線性度的工作加速度范圍。而表3的范圍就是±3%，相對于1996版本中的±5%或±10%的工作加速度范圍有了不少的提高。但是同樣需要指出的是，與靈敏度頻率響應一樣，這個要求不是判斷壓電式加速度計的合格與否的標準。
3.1 參考靈敏度的年穩定度
相比較1996版本中的工作加速度計年穩定性應優于1%，JJG233-2008工作加速度計參考靈敏度幅值年穩定度應小于2%放寬了不少。
3.2 其他要求
JJG233-2008《壓電式加速度計》國家計量檢定規程中明確指出了“為了獲得所要求的的測量不確定度，最好將加速度計和配用的適調儀作為一個整體同時進行檢定。否則應在所有的測量頻率點對適調儀進行檢定，確定其增益和靈敏度幅值的頻率響應”。
由于壓電式加速度計無論是電荷型或者是ICP型的，都必須有適調儀配套使用，而適調儀所引入的示值誤差的不確定分量是不容忽視的，并且在實際的工作中，如對振動臺的檢定，需要進行掃頻或者是隨機功能的檢定，因此在所有的測量頻率點對適調儀進行檢定也是不太符合實際情況的。因此在送檢壓電加速度計時，特別是計量部門將其作為標準器使用時必須將配套的適調儀一起送檢。
4 結論
JJG233-2008《壓電式加速度計》國家計量檢定規程相對于1996的版本更加嚴密，舍棄了不少不必要的檢定項目，針對現有實際情況以及國內外相關技術標準對壓電加速度計的技術要求做了必要的修改，但是同時規程對振動計量技術人員實際的工作水平也提出了很高的要求，比如如何正確判斷頻率響應以及靈敏度幅值線性度相對應的工作范圍，從而能夠在實際工作中正確使用。
關鍵詞：數字濾波器；MATLAB；數字信號處理
中圖分類號：TN911文獻標識碼：A文章編號：1009-3044(2012)18-4564-03
The Design Method of Assistance of Digital Filter based on MATLAB Window Function
WEI Peng
(Anhui Medical Apparatus Examine Center, Hefei 230051, China)
Abstract: This article mainly introduces the process of the Fir filter design, and did some introduction to the related function of filter de? sign in MATLAB. At the same time, it discuss how to make use of MATLAB function in the signal processing tool box to design digital fil? ter, and carry on imitating true analysis to the result of two kinds of design methods in the last.
Key words: digital filter; discreet time filter; MATLAB; digital signal process
在數字信號處理中濾波器[1]是一種特別重要的線性是時不變系統。濾波器的可以分模擬濾波器與數字濾波器。模擬濾波器是指能用于放大或衰減信號某些頻率分量的頻率選擇電路。它通常是由R、L、C或運算放大器等模擬元器件組成的。數字濾波器則不同，它指的是完成信號濾波處理功能的有限精度算法實現的離散時間線性時不變系統。它通過改變包含在離散時間信號中的譜信息，使其產生新的離散時間信號來實現濾波功能的。由于數字濾波器往往通過數字計算法實現，因此它本身既可以是用數字硬件裝配成的一成指定運算的專用數字計算機，也可以將所需的運算編成程序，讓通用計算機執行。這也是可以用MATLAB來進行數字濾波器設計的原因——設計數字濾波器本身就是對于如何進行運算的設計。
設計數字濾波器本身就是對于如何進行運算的設計。
對于數字濾波器我們可以按單位取樣響應時間對其進行分類：
1）無限長單位脈沖響應（IIR）濾波器：該濾波器的單位取樣響應h(n)延續到無限長。
2）有限長單位脈沖響應（FIR）濾波器：該濾波器的單位時間響應h(n)是一個有限長序列。
與IIR濾波器不同，FIR系統的幅度響應大多都伴有線性相位的假設條件。因此，FIR濾波器的設計方法以直接逼近所需離散時間系統為基礎。其中，最常用也是最簡單的就是窗函數法。這里我介紹一下窗函數法的MATLAB輔助設計。設計過程如下：
1）根據技術要求確定待求濾波器的單位取樣響應或者頻率響應；
2）根據對過渡帶要求和阻帶要求，選擇適當的窗函數；
3）確定窗口長度N；
4）計算濾波器的單位取樣響應h(n)；
5）檢測所設計的濾波器性能，驗算技術指標是否滿足條件。
由于頻率響應的確定來源于所要技術指標要求，大家可根據具體的要求確定。因此，我們從第二步來逐一敘述。
b = fir2(N,f,m,npt,lap,window)
參數含義：b同fir1
N同fir1
window也同fir1
f是一個[0,1]的頻率向量，1映射到Nyquist頻率。f的第一
個值必須是0，最后一個值必須是1；向量中的元素要求
遞增排列
m是一個指出在f對應頻率點需要幅度的向量；m與f同階
npt指對頻率響應進行內插點數，默認為512
lap用于指定fir2在重復頻率點附近插入的區域大小
我們以例2來說明fir2的用法：
例2：程序如下：
f = [0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.6 0.7 0.8 0.9 1]；%設置頻率向量f
m = [1 1 0 0 1 1 0 0 1 1]；%設置頻率向量m
b = fir2(80,f,m)；%計算FIR濾波器系統函數的系數[h,w] = freqz(b,1,1024)；%計算FIR濾波器的頻率響應
plot(f,m,w/pi,abs(h))；%畫出并比較理想與fir2函數設計的濾波器legend(’理想的’,’fir2設計的’)；%設置標簽說明兩種曲線
grid；
title(’幅度響應比較’)；%設置標題
運行結果如圖2:圖2例2的運行結果
[主題詞]經絡穴位診斷；耳穴診斷
耳診是指通過耳郭(或耳穴)輔助診斷病癥的總稱。1973年我國文物考古工作者在湖南長沙馬王堆三號漢墓出土的帛書《足臂十一脈灸經》和《陰陽十一脈灸經》中就有“耳脈”的記載。在以后的《內經》和歷代醫學著作中都記敘了許多借耳診治療疾病的理論和具體方法，這些內容主要包括：耳與經絡、臟腑的關系，人體有病時在耳郭上的反應；刺激耳郭防治病癥；及耳郭上的穴位等方面。我國清代張振鏨的《厘正按摩要術》、清代汪宏的《望診遵經》中的“診耳”“察耳”都是根據對耳郭整體的位置高低、大小、硬度、色澤和耳郭某些部位的顏色、血管、溫度等觀察和檢查，來診斷某些病癥和判斷預后的方法。20世紀50年代末．隨著耳針系統化的同時，又發掘了根據病人在耳郭上出現的反應進行病癥的診斷和鑒別診斷，而形成了耳診。
近半個世紀來，國內外在通過耳郭(或耳穴)輔助診斷病癥方面已進行了大量的實踐和研究。由于人體患病時在耳郭上的反應只是全身反應的一小部分，耳郭體表與軀體、內臟相關的規律和原理尚未搞清，耳診的成熟程度(含診斷指標的客觀性、規律性和對診斷原理的認識等)遠不如現有的血尿化驗、心電圖、腦電圖、肌電圖等生理指標，內窺鏡和X線、CT、MRI等影像學等診斷，故在現階段把耳診理解為一種輔助診斷方法稱其為耳穴輔助診斷更符合實際。
近半個世紀來，國內外對近百種病癥進行了臨床觀察、總結經驗，有的還進行了動物實驗。使耳診有了長足的發展．顯示了對耳診的研究無論在臨床應用和揭示人體奧秘方面都具有很大的潛力。
目前已有的耳診方法包括：①望診法及染色法；②觸診法、測溫法，③壓痛法、壓痕法；④電探測法；⑤刺激耳穴輔助診斷法。由于既往的耳穴專著幾乎未專門列出刺激耳穴輔助診斷法，加之本法多數是西醫或西學中的專科醫師在研究和應用，除其本身的實用和理論價值外，本輔助診斷法的問世也是對我們針灸同行特別是耳針愛好者的鼓舞和支持。筆者特將刺激耳穴輔助診斷法的有關資料歸納簡介如下，供同道參考。由于本內容所涉及知識面廣，如有與原文獻出入之處，懇請批評指正。
目前通過刺激耳穴輔助診斷的方法主要有：在x線造影中的應用、在胎心監護和胎兒生物物理象監護中的應用及在耳脈反射方面的探討等。
1 耳穴輔助診斷法在配合x線造影中的應用
本法主要是利用刺激耳穴對某些平滑肌運動有雙相調整作用的原理．配合有關臟器造影，達到減少假陰性、假陽性、減輕原有檢查方法的痛苦、減少碘過敏反應等藥物副作用的目的，目前已在胃腸、肝膽及尿路造影等方面有所研究和應用。
李錦標通過對112例用耳針配合X線胃腸檢查患者的分析指出：耳針對胃腸功能及動力學的作用對鑒別胃癌和胃竇炎、鑒別瘢痕收縮與痙攣收縮有很大的實用價值。在低張靜脈尿路造影方面，楊世軍等在造影前用王不留行籽貼壓腎、輸尿管、膀胱、神門等耳穴，先揉壓2分鐘，使患者耳部有麻脹感，即予76％的泛葡胺或50％的泛影鈉10～20 mL靜脈注入，造影過程中每隔6～8分鐘揉壓耳穴1次，每次揉壓2分鐘，直到造影完畢。經過50例檢查。并與654_2組30例對照，證明耳壓組不僅所攝x片的腎臟輪廓、腎實質、腎小盞等顯示的清晰度、腎盞及輸尿管的連續性均顯影清晰，無影像淡薄、模糊等現象。由于耳穴對泌尿系運動產生的抑制作用，不僅避免了常規壓迫法因壓力或壓迫部位不當患者無法忍受而致造影失敗的問題，而且無采用山莨菪堿法給患者帶來的口干、臉紅、心率加快、排尿困難和一過性視物欠清等副作用。如曾有2例多發性尿路結石病人。因青光眼、前列腺炎，加上老年體弱不能用常規壓迫法和藥物性低張靜脈造影而改用針刺耳穴低張靜脈造影獲得成功。陳峭用同上方法進行低張靜脈尿路造影58例，驗證了楊世軍等的經驗。此外，刺激耳穴在鋇灌腸和輸卵管造影方面也有所應用。
蔡要平還在逆行胰膽管造影的基礎上，觀察了電刺激耳胰膽穴對Oddi氏括約肌的影響。他們將特制的測壓導管，由纖維十二指腸鏡引入十二指腸降部，對62例受檢查者進行了測試．觀察了對右耳胰膽穴電刺激、右耳眼穴電刺激及肌肉注射阿托品前后Oddi氏括約肌肌壓力變化的情況，結果是電刺激胰膽穴后Oddi氏括約肌基礎壓力平均下降34．3％，收縮期壓力下降41．0％，明顯高于電刺激眼區組并略高于阿托品肌肉注射組，證明電刺激耳膽穴有肯定的使Oddi氏括約肌松弛的作用。他還觀察到電刺激右耳胰膽區組35例中有14例刺激5分鐘后可見十二指腸開口部呈現擴開狀態，其中3例開口部達3 mm左右。
盡管刺激耳穴在配合x線造影中的應用目前還只是在少數單位放射科醫師中探索和試用，但已初步顯示了中西醫結合有利于病人、有利于醫學的發展。急需加強相互交流．深入研究。
2 耳穴輔助診斷法在胎心電子監護和胎兒生物物理象監護中的應用
胎心電子監護是指對產婦分娩前胎心的監護，目前最常用的是無負荷試驗(NST)．一般是對孕期28周以后的產婦，每周進行一次監護，每次觀察20分鐘內胎心率至少應隨胎動出現2～3次加速，加速幅度應大于或等于15次／分鐘，持續15秒為正常。如未達上述標準則為無反應，提示胎兒安全性差。
胎兒生物物理象監護(BPS)是指通過胎兒電子監護儀及B超對產婦分娩前的NST、胎兒呼吸運動(FBM)、胎兒肌緊張(FT)、胎動(FM)和羊水池最大深度(FAV>、羊水糞染(FAD的綜合監護內容，用計算出的Apgar評分來表示。如Apgar評分≤6分者提示胎兒可能有宮內窘迫、預后不良。
既往為了避免宮縮開始后對胎兒的威脅，對上述NST無反應或Apgar評分≤6分者一般宜及時進行剖宮產以確保胎兒安全。但由于胎兒生理性睡眠等因素也會導致一過性NST無反應或BPS Apgar評分≤6分的假象。有經驗的醫生常采用壓胎頭、推動胎兒或給予聲音刺激等可使部分NST無反應的產婦出現反應，但有的結果仍不肯定或使用上有局限。1989年以來人們發現刺激耳穴內生殖區等能喚醒處于生理睡眠的胎兒，減少上述假象。從而明顯降低剖宮率。
羊水過少是常見的妊娠并發癥，剖腹率及難產兒發病率均很高。天津醫科大學第二醫院產科對1989年10月一
1993年9月在該院分娩的、妊娠39～42.5周、明確診斷為羊水過少(B超診斷羊水過少，72小時內終止妊娠時收集的羊水量≤300 mL者)的初產婦303例，其中應用針刺雙耳內生殖器區壓痛反應點并對BPS Apgar評分進行綜合評價的203例為觀察組，其余100例經B超診斷后未進一步監測者為對照組進行了對比觀察。結果是觀察組顯著降低了NST的假無反應率．喚醒了生理休眠狀態的胎兒，降低了以胎兒宮內窘迫為指征的剖宮率。試行對部分羊水過少耳針刺激有效者在嚴密觀察下引產及陰道試產，剖宮率僅58.1％(118／203)與對照組92.0％(92／100)比較。觀察組剖富率顯著低于對照組(P
為了降低NST的假象無反應率，劉新生等對258例妊娠37～44周的單胎孕婦隨機分設了單純NST組和耳壓(內生殖器穴)加NST組進行了前瞻性對照研究，結果單純NST組258例中無反應者54例，其中僅8例預后不良，假無反應率為85.18％，耳壓加NST組258例中無反應者9例中有6例預后不良，假無反應率為33.33％，證明耳壓加NST的方法在預測胎兒預后方面比單純NST為優，對單純NST無反應者可加用耳壓再繼續觀察，因耳壓降低NST試驗的無反應率與耳壓可促進胎動．從而認為耳壓加NST是一種簡便、安全、臨床價值較高的產前監護試驗，可在臨床中推廣應用。
3 心耳反射、血管自主信號和。耳郭、軀體7個頻率響應區等在輔助診斷中的研究和應用
3．1 心耳反射
心耳反射是Nogier P發現的一種刺激患者耳郭上與病癥相關部位的皮膚時，會在刺激后2～3個脈搏波出現波幅加大或變小的改變，有時也可在第2～3個脈搏波無變化，而在第10～15個脈搏波出現波幅變化，醫生根據刺激后引起脈搏渡波幅變化的耳郭部位。來輔助診斷患者所患病癥的方法。所用的刺激除用醫生手指或鉛筆尾部的橡皮輕輕接觸外，還可用高于或低于室溫的冷(熱)金屬接觸，或白光或不同頻率的色光刺激；刺激的部位除耳郭外。前額、軀干前部、盆腔、四肢和身體后部的某些與病癥相關的部位均可引起脈搏波幅的改變。從而有輔助診斷某些病癥的作用。測脈搏的方法不同于一般的中醫脈診，而是主張令患者仰臥。醫生站在患者頭后方，用拇指尖觸于橈動脈，以把指甲橫向與血管走向垂直為好。
3．2血管自主信號
1982年以后，Nogier P在研究心耳反射作用機制中發現，心耳反射并非耳郭皮膚與心臟的簡單反射，其實是一種有自律神經參與、并受患者的病理學改變影響、通過高級中樞、有其復雜的神經通路的血管反射，故將其改名為血管自主信號(VAS)。VAS還是形成按神經、血管、骨骼、內臟、內分泌各個系統繪制的耳的基礎。Bourdiol R等還將VAS稱為Nogier動脈反射(簡稱NAR)，并強調提出“沒有這一信號，耳醫學就不復存在，這一信號是機體真正的發言人”。
3．3“耳郭、軀體7個頻率響應區”
（上海飛機設計研究院，中國 上海 201210）
【摘 要】為了減緩沖壓渦輪機（RAT）運行時的振動問題，從支持動剛度的角度認識其振動原理，并建立解決該問題的方法。首先介紹了動剛度的概念和基本理論，并介紹了動剛度分析的一般方法和步驟，然后基于有限元模型，計算了RAT支持結構的模態，并基于模態頻率響應分析法利用HyperMesh/OptiStruct軟件實現了RAT支持結構關鍵點的動剛度曲線的繪制，最后對模態計算結果和動剛度曲線進行了分析，總結了RAT動剛度分析的一般方法。
關鍵詞 動剛度；支持剛度；模態分析；頻率響應；沖壓渦輪機
0 引言
在民用飛機沖壓渦輪機（RAT）的設計中，常常發生由于安裝剛度不足從而引起RAT運行時結構劇烈振動的情況，嚴重時甚至有可能發生結構破壞。所以僅僅考慮RAT的靜態支持剛度是不夠的，因為RAT在釋放后開始工作時槳葉在空氣中旋轉會產生一個振動的機械環境。如果此振動的激振頻率接近RAT支持結構的固有頻率，那么將可能引發結構共振，RAT的振動會急劇變大并導致支持結構的動應力迅速增加，從而破壞結構。因而在RAT設計的前期就需考慮此振動的影響。本文引入了動剛度的概念對RAT的此類問題進行分析。動剛度表征了結構在動載荷下抵抗變形的能力[1]，動剛度不足RAT的振動變形就大，就會產生較大的動應力使結構提前發生疲勞破壞。通過動剛度分析，可以較早的發現結構動態設計的不足，便于設計修改；如若在后期發現問題，則結構的修改空間很小，而且會增加飛機的重量。所以在RAT支持結構的設計過程中，進行動剛度分析是非常有必要。
1 動剛度的概念
為了便于理解動剛度的概念，可以以單自由度系統受簡諧激振力作用為例探討動剛度的原理。如圖1所示。
在機械振動學中，動剛度定義為結構產生單位振幅所需要的動態力，表征了結構在動載荷下抵抗變形的能力。對于受簡諧激振力的單自由度系統，其動力學方程為[2-3]：
由此可知，結構的設計動剛度與靜剛度和阻尼比ξ成正比。提高結構的靜剛度及阻尼比均可以提高結構的設計動剛度。
2 動剛度分析方法
由動剛度的表達式可知，RAT支持結構的動剛度分析問題關鍵是求得分析點在時變激振力下的振幅。其基本方法是模態頻率響應分析法[4]。模態頻率響應分析是計算在穩態激勵下結構動力響應的一種常用方法。通過模態頻率響應分析，可以求出RAT支持結構在不同激振頻率下的位移和加速度響應，得出相應的頻率響應曲線，進而可以求得動剛度曲線，預測結構的動態特性，驗證設計能否克服共振、疲勞及其受迫振動引起的結構破壞。動強度分析的一般流程為：確定結構的分析點；建立結構有限元模型；結構模態分析和繪制動剛度曲線。
3 計算分析
3.1 動剛度分析點的選擇
RAT支持結構的振動是由其槳葉振動傳導至各安裝點產生的，嚴重影響到RAT支持結構的壽命。因此，各安裝點X、Y、Z向的動剛度分析十分重要。本文選取RAT的安裝點作為動剛度分析點，載荷輸入點與響應點取同一點。[5]
3.2 有限元模型
1）利用HyperMesh/OptiStruct軟件，建立某型號飛機的RAT支持結構的有限元模型。
2）首先計算結構的模態，然后根據模態計算結果，考察在所需分析的激振頻率范圍內的響應。由于計算階次的數量將直接影響計算精度，所以依據通用有限元軟件推薦的模態提取的最高頻率至少應為分析頻率的兩倍的原則設定計算階次的數量。
3）采用結構阻尼系統，結構阻尼主要是由于不完全彈性的結構材料的內摩擦和在結構的固定連接處、接觸面之間的摩擦力引起的，又稱遲滯阻尼，人們對其了解還不充分，常采用等效粘性阻尼的方法。一般結構阻尼系數在0.05到0.15之間[5]。
3.3 結果分析
1）RAT支持結構的模態分析
分析RAT支持結構模態頻率目的是找出該多自由度系統在此激振力頻率范圍附近的固有頻率。因為在此頻率范圍內的動剛度反映了RAT正常工作時振動的嚴重情況。當RAT安裝點的某階固有頻率出現在此范圍附近時，RAT與支持結構就會發生共振。因此RAT安裝點處的結構動剛度設計應該避開此頻率范圍，并可以定量的看出該頻率處動剛度多大程度影響振動特性，這樣才能為RAT安裝剛度的設計提供好的參考依據。
2）RAT支持結構動剛度分析
RAT安裝點處的動剛度曲線如圖3所示：
以某型飛機為例，RAT正常工作時外部激振力的頻率在400左右，通過圖3所示的動剛度曲線看出，該安裝點x向的動剛度在RAT的工作頻率處為剛度極值，此結構在RAT正常運行時振動幅值也相應為極小值，符合設計目標。
4 結論
根據動剛度的概念，建立了一套基于有限元方法實現了民用飛機RAT支持結構的動剛度分析的方法，該方法可以對RAT支持結構的設計提供參考依據，并為同類型旋轉件的安裝結構的設計分析提供了參考。
參考文獻
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［4］田利思，李相輝，馬越峰.MSC.Nastran動力分析指南[M].北京:中國水利郵電出版社，2012，1:59.
關鍵詞：二次寄生通帶抑制 微帶濾波器 倒置轉換 Richards變換
中圖分類號：TN713 文獻標識碼：A 文章編號：1672-3791（2013）03（c）-0009-02
A Micro-Strip Filter with Powerful Suppression in the Second Spurious Band Based on Immittance Inverters
Guo Xuefeng， Fang Lijun
（No.38 Research Institute of CETC， Anhui Hefei 230088， China）
Abstract：From the prototype of Butterworth band-pass filter， using immittance inverters and Richards transformation， a micro-strip filter with powerful suppression in the second spurious band is designed. The simulation results show that the 3dB pass-band is 4.1～4.9 GHz， and the suppression on the second spurious band is larger than 50dB. The design methods introduced here are simple， high efficiency， and universal. The final micro-strip filter has a small structure and is easy to manufacture.
Key words：the second spurious band suppression；micro-strip filter；immittance inverter；Richards transformation
頻率源的諧波輸出會影響混頻器的線性度，通常需要一個帶通濾波器抑制頻率源輸出的高次諧波信號。在低頻段，基于Butterworth或Chebyshev原型的LC濾波器能夠滿足這一應用。在微波頻段，也有許多高性能的濾波器能夠勝任這一工作，但大多數不能滿足頻率源小型化與集成化的設計要求。這時LC器件由于本身自諧振頻率的限制而不能使用，微帶濾波器成為一種較好的替代方法，如何設計高性能、小體積的微帶濾波器成為必須解決的問題。
在微波頻段，低通濾波器的實現可以對低通原型應用Richards變換和Kuroda規則得到[1]。但由于帶通濾波器原型中含有的LC串聯電路沒有適用的Kuroda規則，因此無法進行轉換。常用的微帶帶通濾波器是平行耦合線結構。缺點是該濾波器的頻率響應具有周期性，在通帶的諧波位置產生了寄生通帶。微帶濾波器寄生通的抑制方法通常有缺陷接地結構（DGS）和階梯阻抗諧振器（SIR）[2]。但是這兩種結構設計復雜，需要進行專門的學習和研究。
鑒于VCO諧波能量依次遞減的規律，能夠抑制二次諧波的濾波器就能夠滿足基本的工程應用。而Richards變換的特性使濾波器的頻率響應被限制在[0，2f0]區間[3]，從而在二次諧波寄生通帶處形成一個阻帶。為了利用這一特點，本文應用倒置轉換器把Butterworth帶通濾波器中的串聯LC電路變成能夠應用Richards變換的并聯LC電路，最終完成濾波器設計。仿真結果表明，濾波器3 dB通帶范圍4.1～4.9 GHz，對二次諧波處寄生通帶的抑制大于50 dB。本文的設計方法簡單高效，具有通用性；得到的微帶濾波器結構小巧，易于實現。
1 倒置轉換[4]
最簡單的倒置轉換器就是λ/4傳輸線段。如果傳輸線段的特性阻抗為Z0，其端接負載為Z2，則經λ/4傳輸線變換后的輸入阻抗。可以看出Z1和Z2之間有倒置關系，Z2是容性，Z1就是感性。這樣就可以用一個并聯的LC諧振電路兩邊各接一段λ/4傳輸線等效串聯的LC諧振器。假設串聯諧振電路的電感量Ls，電容量Cs；并聯諧振電路的電感量Lp，電容量Cp，λ/4傳輸線特征阻抗Z0，它們之間有如下關系：
（1）
2 濾波器設計
本文的設計目標是一個中心頻率 4.5 GHz，通帶800 MHz，二次寄生通帶抑制度50 dB的帶通濾波器。首先按照Butterworth原型設計濾波器。按式（1）式的關系做倒置轉換，把串聯LC諧振電路變成λ/4傳輸線和并聯諧振電路。為了微帶線布線方便，設置λ/4傳輸線的特征阻抗為100 Ω，然后應用Richards規則，將并聯接地的電容電感替換成并聯開路或短路短截線。變換成微帶電路之后的仿真結果示于圖1。
對理想微帶濾波器的仿真表明，由于微帶線周期性的頻率特性，濾波器的頻率響應也呈現周期特性，LC濾波器的頻率響應被限制在[0，2f0]區間，在偶次諧波處表現為阻帶，在奇次諧波出表現為寄生通帶，而常用的平行耦合線帶通濾波器在每個諧波處都有寄生通帶。版圖中兩端為50 Ω微帶線，短路短截線通過接地孔接地。
由原理圖直接生成的版圖雖然可以制作，但面積過大，不宜應用。這里對Richards變換做了一些調整，也就是不用λ/8的傳輸線做短截線，而是把短路短截線的特征阻抗做成100 Ω，并盡量短；開路短截線做成扇形，不但減小了短截線的面積，改善了濾波器性能，還具有一定的美觀性[5]。圖2是HFSS中的濾波器模型。最終的濾波器面積較小，僅為16.1 mm×8.4 mm。
調整后的版圖減小了濾波器的面積，但對頻率響應有一定影響。首先是通帶頻率便窄，這一點可以通過將LC濾波器原型的通帶加寬進行補償。其次是濾波器的頻率響應不再具有規則的尖銳的阻帶特性。圖3是仿真結果，可以看出，由于Richards變換沒有使用λ/8的傳輸線做短截線，導致阻帶最低點沒有落在二次諧波處。雖然阻帶頻率有偏移，但濾波器在二次諧波處有50 dB的插損，仍然滿足本文的使用條件。最終濾波器仿真結果為3 dB通帶頻率4.1～4.9 GHz，對二次的諧波抑制達到50 dB。
3 結語
頻率源輸出端口鏈接的帶通濾波器能夠抑制頻率源輸出的高次諧波，提高混頻器的線性度，不可省略。為適應頻率源小型化和集成化的趨勢，可以采用微帶濾波器完成這一功能。微帶濾波器具有易集成的優勢，但通常諧波抑制性能較差。利用微帶線的頻率周期特性，可以設計出具有很強二次寄生通帶抑制性能的帶通濾波器。本文從LC濾波器的原型出發，完整地闡述了LC帶通濾波器到微帶濾波器的轉換方法，并設計了一個微帶帶通濾波器。這種濾波器的設計方法簡單高效，具有通用性；得到的微帶濾波器結構小巧，易于實現；且比常用的平行耦合線帶通濾波器有更好的寄生通帶抑制作用。這種濾波器不僅可以用在頻率源的輸出端，也可以用在混頻器后，或任何二次諧波較嚴重的地方。
參考文獻
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關鍵詞：聲音制式 杜比SR•D DTS SDDS
序言
自從1927年華納公司推出了第一部有聲電影《爵士歌王》， 電影便成為一種聲畫結合的視聽藝術，聲音的制作與還放成為其重要的內容與環節。但是，在有聲電影誕生的初期，由于技術的原因，聲音主要表現在點聲源和一種平面聲的作用上。
隨著科學技術的不斷發展，電影聲音的記入模式與還放制式發生了很大的變化，記錄媒體從光學錄音、模擬磁性錄音發展到今天的數字錄音，還放制式也從單聲道、模擬立體聲發展為數字多聲道環繞立體聲。
電影數字立體聲的快速發展使得各種聲音制式競爭異常激烈，經過競爭與選擇，到20世紀90年代初，基本形成三種制式為主的格局，即：英國杜比公司的SR•D、美國環球公司的DTS和日本索尼美國電影公司的SDDS，這三種制式與以前的模擬立體聲相比其共同優點是：音質好、聲音清楚、失真度小、動態范圍大、臨場感強等，并各具特長。
一、杜比SR•D
DolbySR•D也叫杜比數字（Dolby Digital），由杜比實驗室推出。1991年第一部運用杜比數字的電影《蝙蝠俠》誕生。杜比SR•D系統是5.1路的環繞立體聲制式，由6個聲道組成,聲音分配為：電影銀幕后面左、中、右三路，觀眾廳左環繞和觀眾廳右環繞各一路，低頻效果聲一路，共六路。它是在SR模擬立體聲的基礎上發展起來的一種聲畫合一的單系統電影數字立體聲數字光學聲跡。采樣頻率 32KHz、44.1KHz、并支持 48 kHz、動態范圍120dB、壓縮比為10:1。SR•D從技術角度看很有優勢，兼容性好、聲畫合一，并被DVD、HDTV等音視頻產品采用。該系統采用Dolby AC-3多聲道音頻編碼系統，即利用人的心理聲學和信道間的冗余度進行編碼。
DolbySR•D 電影數字立體聲是杜比公司電影立體聲的第三代產品。第一代產品是將A型互補降噪技術與矩陣4-2-4立體聲編、解碼技術相結合的A型4-2-4電影立體聲。第二代產品是繼A型4-2-4電影立體聲之后，將降噪技術頻譜錄音(SR)與A型4-2-4矩陣技術相結合，于1998年推出SR型4-2-4光學立體聲聲跡。SR•D電影數字立體聲作為第三代產品，它是在SR 型4-2-4模擬光學立體聲的基礎上，于1991年完成的一種在35mm影片上同時記錄有模擬立體聲和數字立體聲的光學立體聲跡，其中SR 聲跡仍為SR型4-2-4聲跡，D 聲跡記錄在靠近模擬聲跡一側的齒孔之間的膠片上，它是用二進制數字0或1的方式，把5.1路數字光學聲跡記錄下來，還音時通過AC-3解碼器進行解碼。
DolbySR•D 電影數字立體聲突出的特點是解決了在同一膠片上印有數字和模擬兩種聲跡，這不僅解決了數字聲跡影片既可在數字影院放映又可在模擬影院放映的問題，并且當數字聲跡放映出現故障時，可自動轉換為SR模擬立體聲方式，也就是說它具有自動轉換和兼容SR和A型模擬聲跡的功能。
電影DolbySR•D數字立體聲的特點主要體現在：
1、比模擬聲的頻率響應寬
杜比A型立體聲的頻率響應是30Hz-12.5KHz；杜比SR立體聲的頻率響應是25Hz-14KHz；杜比數字立體聲SR•D的頻率響應是20Hz-20KHz，由此可見，SR•D有這么寬的頻率響應，對所有原聲場的還原，特別是音樂的還原絕對是最逼真的。
2、聲道分離度高，失真度小
杜比A型立體聲聲道間的分離度是25dB；杜比SR立體聲聲道間的分離度是30dB；杜比數字立體聲SR•D聲道間的分離度是60dB。相鄰通道的分離度越好，串音就越少，立體聲的層次感也才能更好的表現出來，從以上數據可以看出，SR•D聲道間的分離度是最好的。
佩戴就是舒服
對于游戲用戶而言，耳機需要長時間佩戴在頭上，這就要求耳機的耳墊十分柔軟和舒適，頭環的壓力要小，耳機不能壓迫頭部的血管引起不適。而頭戴式耳機大都采用封閉結構，具有完全遮蔽整個耳廓的耳罩，通過自帶的軟音墊來包裹你的耳朵，相對耳塞式、掛耳式等耳機來說，頭戴式耳機在佩帶的舒服度方面比較好，同時還不會傷害耳朵。
頭戴式耳機外觀相對較大，由于音墊可以在噪音大的環境下使用而不受影響，對耳朵壓迫較大以防止聲音出入，聲音正確定位清晰，讓我們感覺與世隔絕來享受音樂的美妙，同時，很多頭戴式耳機都具備了麥克風功能，如果需要進行網上語音聊天的朋友，可以購買這類具有麥克風功能的頭戴式耳機。總之而言，頭戴式耳機適合多場所使用，特別是人多的地方，比如大學寢室或辦公室等場所。
百分百的追求
質量也許是我們最為關心的話題，好的耳機可以讓你感受游戲聲效的臨場感覺，差的耳機會讓本來具備動聽的音樂失去光芒，所以在選購耳機時，首先我們留意耳機外觀是否平滑，做工是否精細。其次要觀察耳機采用的塑料是否有粗糙感，耳機的引線線徑是否比較粗。最后要觀察耳機的插頭做工是否規范、工整、有無毛層、鍍層是否平滑均勻等。
性價比不僅僅有好的質量就可以，如果質量好，價格卻很昂貴，同樣不是我們所要追求的。一般而言，要獲得比較完美的音樂效果，我們強烈建議不要購買價格在50元左右的產品，一般情況下，耳機的最低要求應該達到20Hz--20KHz的頻率范圍，靈敏度要大于94dB/MW，最大功率要大于100MW，諧波失真要小于0.5%等，價格在100元以上的耳機都可以達到這些標準，如果達不到這些要求，建議不要購買，雖然價格便宜，但效果會讓你失望。
一萬個決絕理由
對于耳機來說，盡管其不被很多PC用戶所關注，但對于發燒游戲或發燒音樂用戶而言，耳機甚至比顯卡都重要，因此動輒購買上千元的耳機對他們而言也是常事，對于SONY這類經典耳機廠商的產品而言，一直受到不少用戶的追捧，為了追求更高的利潤，不少JS開始對高端耳機進行仿冒，所以，在200元以上的耳機市場，仿冒耳機的事情是時常發生。
用戶在購買耳機時，首先看包裝印刷，假的一般比較粗糙，顏色不正，包裝款式不同（購買之前可以去專賣店看正品的樣子），里耳機工藝不精良，氣孔等部分的邊緣會存在毛刺，線材質感差，插頭款式不對。所以，選擇信譽好的商家也很重要，有的商家信譽很差，賣出去的東西就不負責任了，這樣我們花了錢買回來的卻是一肚子麻煩。
事實上，對于大部分品牌耳機而言，如果大家真的沒有任何識別經驗，最簡單實用的方法就是購買時當場刮開防偽標簽，然后撥打防偽標簽上提供的電話進行查詢。撥號防偽電話后會提示你輸入產品上的序列號碼以確認是否是正品。如果是假貨，對方會告訴你已經超過了數據庫的保存時間或已經被多次查詢。
相信自己的耳朵
從表面上來說，一款工藝品質出色，價格合理的品牌耳機，它幾乎是你所要選擇的目標，但是，在我們還沒十足滿意之前，購買時我們需要進行現場試聽，當然，這主要看你自己是否相信自己的耳朵了，如果你沒有聽覺感受能力，最好邀請一位有類似經驗的朋友陪同購買并試聽，在試聽時，最好選用動態較大，音質效果一流的CD音樂來試聽，可以讓耳機更好的發揮潛能。試聽時要是耳機里一直有“沙沙沙”的聲音或聲音失真嚴重，可千萬不能購買這樣的產品，只有立體聲效果好，音色純而靜、效果逼真、高低音發聲明顯等才能讓我們滿意。
確定一款耳機已經在音質上過關，這也并不意味著它最適合你，因為根據耳機的聲音特點，不同廠商的耳機，其都有自己的發聲特點，歐洲耳機（如拜亞、森海塞耳、AKG等）大致上音色比較相近，主要體現真實、清晰、清淡如水；美國耳機（如高斯、愛麗絲、歌德等）則讓人感覺聲音富有激情、人性化、有朝氣；日本耳機（如SONY等）聲音溫暖、高低頻延伸好；而國產耳機則比較雜亂，由于技術采用仿冒甚至直接OEM產品，并沒有自己的獨特風格，選購時大家可以通過自己的耳朵去感覺。
AKG K26P
AKG K26P采用了封閉式耳罩設計，可有效隔絕外界不良噪音的干擾，不過封閉式的耳罩在夏天使用時使用者會覺得比較悶熱，其32歐姆的低阻抗設計使其非常容易被低功率的隨聲聽推動。K26P頭帶是有兩根鋼帶交錯形成的，可以根據使用者的需要拉出、縮回，耳機處有兩個關節，能保證海綿墊比較緊實的貼近耳朵，可以起到保護耳朵的作用， K26P寬厚流暢，帶著那種淡淡的甜潤，適合流行音樂、觀看DVD電影的聆聽。
什么是高保真耳機？
國際電工委員會IEC581－10標準中高保真耳機的主要性能是：頻率響應不小于50Hz到12500Hz；典型頻率響應的允許誤差3dB；頻率響應曲線的斜率不超過每倍頻程9dB；在250Hz－800Hz內左右單元在同一倍頻程帶寬內平均聲壓級之差不超過2dB；100Hz－5000Hz范圍內，聲壓級為94dB時，諧波失真不超過1％，100db時不超過3％；耳機的頻率響應在2KHz－5KHz之間允許有所下降，以改善透明度和空間感。
靜音散熱器推薦
拜亞動力 DT231
拜亞動力 DT231是一款采用封閉式的頭戴耳機，可與隨身聽，CD機、電腦等設備一起使用，單邊接線讓你有更大的活動空間，柔軟的平壓式耳墊保證長時間使用也無不適感。低音有力，中高頻平衡，間色自然，其標稱頻響為20-18,000Hz，標稱總諧波失真
森海塞爾HD437
森海塞爾HD437屬于一款頭戴式娛樂型耳機，所以沒有提供線控和麥克風功能。耳機的頻率響應為21-18000Hz，總諧波失真小于0.5%，耳機單元很大，采用貼耳式設計，該耳機低頻很有特點，量足，而且聲音有彈性，所以比較適合搖滾聽搖滾樂。中頻算是中規中矩，高頻有些偏暗，但比較飽滿，聽人聲效果不錯，但是聲音的清晰度略差。另外具備了3米線長，同時還設計了收線夾，這樣不論在家里連接電腦，還是上街時接MP3都能收放自如。
飛利浦HP800
飛利浦HP800是一款頭戴式娛樂型耳機，用料扎實，做工精細，頻率范圍為10-28khz，靈敏度為104dB，耳機采用全包耳式單元設計，保證了其舒適的佩帶感覺。由于是娛樂型耳機，所以并也沒有提供線控和麥克風功能，但可以很好的勝任隨身聽、PC游戲以及電腦音樂聆聽等方面要求，音品質表現平衡，盡管體積較大，但是由于采用輕量化設計，并且采用大口徑的驅動單元，在同價位耳機中，其音質表現有一定的優勢。
一、杜比SR?D
DolbySR?D也叫杜比數字，杜比SR?D系統是5.1路的環繞立體聲制式，由6個聲道組成，聲音分配為：電影銀幕后面左、中、右三路，觀眾廳左環繞和觀眾廳右環繞各一路，低頻效果聲一路，共六路。它是在SR模擬立體聲的基礎上發展起來的一種聲畫合一的單系統電影數字立體聲數字光學聲跡。采樣頻率 32KHz、44.1KHz、并支持 48 kHz、動態范圍120dB、壓縮比為10：1。SR?D從技術角度看很有優勢，兼容性好、聲畫合一，并被DVD、HDTV等音視頻產品采用。該系統采用Dolby AC-3多聲道音頻編碼系統，即利用人的心理聲學和信道間的冗余度進行編碼。
DolbySR?D 電影數字立體聲突出的特點是解決了在同一膠片上印有數字和模擬兩種聲跡，這不僅解決了數字聲跡影片既可在數字影院放映又可在模擬影院放映的問題，并且當數字聲跡放映出現故障時，可自動轉換為SR模擬立體聲方式，也就是說它具有自動轉換和兼容SR和A型模擬聲跡的功能。
電影DolbySR?D數字立體聲的特點主要體現在以下幾方面：
（一）比模擬聲的頻率響應寬
杜比A型立體聲的頻率響應是30Hz-12.5KHz；杜比SR立體聲的頻率響應是25Hz-14KHz；杜比數字立體聲SR?D的頻率響應是20Hz-20KHz，由此可見，SR?D有這么寬的頻率響應，對所有原聲場的還原，特別是音樂的還原絕對是最逼真的。
（二）聲道分離度高，失真度小
杜比A型立體聲聲道間的分離度是25dB；杜比SR立體聲聲道間的分離度是30dB；杜比數字立體聲SR?D聲道間的分離度是60dB。相鄰通道的分離度越好，串音就越少，立體聲的層次感也才能更好的表現出來，從以上數據可以看出，SR?D聲道間的分離度是最好的。
（三）聲音定位好，環繞聲能分離成左環繞和右環繞
環繞聲能分離成獨立的左、右二路，這就是SR?D數字立體聲比SR4-2-4模擬立體聲更具立體聲優勢的特點之一。明確的方位感使聲音更豐富、更有層次、更有流動感，聲像定位也更精確，給影片的聲音的體現提供了更豐富的手法。
（四）有真正的低頻效果聲
SR?D立體聲的低頻效果聲技術卻是在錄制時做好的，有單獨的一個通路，它的重現帶寬為25Hz-120Hz。這種真正的次低音效果使影片的聲音更加渾厚、有力。
二、DTS
Dolby Digital是將音效數據存儲在電影膠片的齒孔之間，因為空間的限制而必須采用大量的壓縮的模式，這樣就不得不犧牲部分音質。DTS公司用一種簡單的辦法解決了這個問題，它采用了特殊的聲畫分離的雙系統，即把音效數據存儲到另外的CD-ROM中，使其與影像數據同步。在電影院中，數字聲跡記錄在CD-ROM光盤上，由專用的光盤驅動器讀取，這樣不但空間得到增加，而且數據流量也可以相對變大，更可以將存儲音效數據的CD更換，另外，在拷貝的模擬聲跡與畫幅之間錄有時間同步碼，用來控制光驅還音與畫面的同步。DTS具有六路和四路兩種格式，六路格式也是5.1聲道，分左中右三路，頻響為20Hz-20kHz；左右環繞，頻響為80Hz-20kHz；低頻效果聲聲道，頻響為20Hz-80Hz。環繞聲道中80Hz 以下的信息也放在超低音聲道中，這一點和杜比數字相同，但DTS聲音處理采用了英國音頻處理技術公司的APT-X100數碼壓縮技術，數字壓縮比為4：1，僅為杜比AC-3壓縮比的1/4。壓縮比越低，占用的記錄空間越大，其重放音質就有可能越好，加之DTS采取高比特、高采樣率等措施，使之對原聲重現的追求上就更進了一步，且DTS動態范圍為138dB、采樣頻率為48kHz，因此DTS被很多人認為比Dolby Digital具有更好的效果。DTS將繼續在電影和多聲道音樂的領域充當重要的角色，給電影和音樂創作者提供更大的創作空間和條件，也給影音消費者提供更多的數字音頻樂趣。
三、SDDS
1994年8月推出的索尼動態數字立體聲SDDS是電影業最新、最先進的數字立體聲制式，該系統共有八個聲道：左、左中、中、右中、右、左環繞、右環繞及低頻效果聲聲道。SDDS使用一種5：1壓縮技術，采樣頻率44.1kHz、動態范圍105dB、頻率響應5Hz-20kHz（+-1dB）。使用ATRAC編碼方式把聲音信息記錄在膠片的兩邊，使用這種算法可以保持100%的數據冗余量，經過測試可以放映500次以上質量不會有所降低，SDDS靈活性大，通過不同組合，可生成8、6、4和5.1聲道各種立體聲制式。
安裝SDDS系統不要求對模擬A環（光學預放器和降噪器）作不必要的升級，把隱藏著的模擬A環升級費用包括在內之后，采用SDDS常常成為影院升級到數字聲的最便宜的途徑。
盡管所有數字立體聲制式比起幾年前的模擬立體聲制式來說，都能提供可以聽得出來的音質改進，但SDDS在傳送最高質量的聲音上是唯一的和最優秀的。 SDDS在以下幾個重要方面超過了其它的數字立體聲制式：
1.聲道的數量，系統自含的數字信號互補和音頻編碼技術。別的數字制式有最多六個聲道，SDDS則可以容納多達八個聲道。SDDS采用高度的數字信號互補或稱誤差校正，在通過膠片接頭或影片損壞時，仍然保持聲帶的數字放音狀態，沒有因轉回模擬聲帶造成還音質量下降而引起觀眾注意的問題。
2.SDDS采用ATRAC的數據壓縮專利技術，這種技術既能保持錄音聲道的真正分離，又能得到非常好的聲音質量。當在眾所周知的SONY名下把這些技術因素匯集在一起時，觀眾所聽到的影片聲音是任何一種其他的數字制式所不能復制的。
關鍵詞：低通巴特沃斯濾波器 MATLAB 仿真
中圖分類號：TN911.7 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416（2013）02-0124-01
1 巴特沃斯濾波器原理
巴特沃斯濾波器是電子濾波器的一種，這種濾波器由英國工程師斯替芬·巴特沃斯（Stephen Butterworth）在1930年提出，它的特點是通頻帶內的頻率響應曲線最大限度平坦，沒有起伏，而在阻頻帶則逐漸下降為零。可以構成低通、高通、帶通和帶阻四種組態，是目前最為流行的一類數字濾波器 ，經過離散化可以作為數字巴特沃思濾波器，較模擬濾波器具有精度高、穩定、靈活、不要求阻抗匹配等眾多優點，因而在語音、圖像、通信、雷達等眾多領域得到了廣泛應用，是一種具有最大平坦幅度響應的低通濾波器。
2 MATLAB簡介
MATLAB是美國MathWorks公司出品的商業數學軟件，用于算法開發、數據可視化、數據分析以及數值計算的高級技術計算語言和交互式環境，主要包括MATLAB和Simulink兩大部分。它將數值分析、矩陣計算、科學數據可視化以及非線性動態系統的建模和仿真等諸多強大功能集成在一個易于使用的視窗環境中，為科學研究、工程設計以及必須進行有效數值計算的眾多科學領域提供了一種全面的解決方案。MATLAB主要應用于工程計算、控制設計、信號處理與通訊、圖像處理、信號檢測、金融建模設計與分析等領域。在信號處理中低通巴特沃斯濾波器常用的函數包括：
2.1 buttord函數
[N，wn]=buttord（wp，ws，rp，rs，'s'）
用于計算巴特沃斯數字濾波器的階數N和3dB截止頻率wn。其中，調用參數wp，ws分別為數字濾波器的通帶、阻帶截止頻率的歸一化值，要求：0≤wp≤1，0≤ws≤1（1表示數字頻率pi）。當ws≤wp時，為高通濾波器；當wp和ws為二元矢量時，為帶通或帶阻濾波器，這時wn也是二元向量。
rp，rs分別為通帶最大衰減和組帶最小衰減（dB）。
2.2 butter函數
[B，A]=butter（N，wn，‘ftype’）
計算N階巴特沃斯數字濾波器系統函數分子、分母多項式的系數向量B、A。其中，調用參數N和wn分別為巴特沃斯數字濾波器的階數和3dB截止頻率的歸一化值（關于pi歸一化），一般是調用buttord（1）格式計算N和wn。系數B、A是按照z-1的升冪排列，ftype為濾波器的類型。
N，wn為butter函數的調用參數。
2.3 buttap函數
由[Z，P，K] = buttap（N）函數可設計出N階巴特沃斯低通濾波器的零、極點。
3 仿真指標
設計一個低通巴特沃斯模擬濾波器，繪制濾波器的的幅頻響應及零極點圖。指標如下：
通帶截止頻率：WP=1000HZ，通帶最大衰減：RP=3dB
阻帶截止頻率：Ws=2000HZ，阻帶最小衰減：Rs=40 dB
4 程序
subplot（1，2，1）；%兩個窗口，幅頻圖在第一個窗口
wp=1000；ws=2000；rp=3；rs=40；%指標參數設置
[N，wn]=buttord（wp，ws，rp，rs，'s'）%計算巴特沃斯低通濾波器的階數和3dB截止頻率
[B，A]=butter（N，wn，'s'）；%代入N和wn設計低通巴特沃斯模擬濾波器
[Z，P，K]=buttap（N）；%計算濾波器的零、極點
[h，w]=freqs（B，A，1024）；%計算1024點模擬濾波器頻率響應h，和對應的頻率點w plot（w，20*log10（abs（h）/abs（h（1）））） %畫頻率響應幅度圖
grid；
xlabel（'頻率Hz'）；ylabel（'幅度（dB）'）； %給x軸和y軸加標注
title（'巴特沃斯幅頻響應'）
axis（[0，3000， -40，3]）；
line（[0，2000]，[-3，-3]）；
line（[1000，1000]，[-40，3]）； %繪制巴特沃斯濾波器的極點
subplot（1，2，2） %在第二個窗口畫極點圖
p=P'；q=Z'；
x=max（abs（[p，q]））；
x=x+0.1；y=x；
axis（[-x，x，-y，y]）；
axis（'square'）
plot（[-x，x]，[0，0]）；hold on
plot（[0，0]，[-y，y]）；hold on
plot（real（p），imag（p），'x'）
5 仿真結果
仿真結果如圖1所示，由圖可知仿真結果和低通巴特沃思濾波器特性基本一致。
6 結語
隨著技術的不斷發展，數字信號處理也會有長足的發展，低通濾巴特沃斯波器作為數字信號處理的一個很小的一個方面，它的仿真和設計也必將會越來越先進。
參考文獻
[1]李鐘慎.基于MATLAB設計巴特沃斯低通濾波器[J].信息技術，2003，03.
關鍵詞：高速CCD；預放電路；寄生電容；高頻補償
中圖分類號： TN386.5?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2013）15?0160?03
Design of preamplification circuit for high?speed multi?channel CCD
XUE Xu?cheng， ZHAO Yun?long
（Changchun Institute of Optics， Fine Mechanics and Physics， Chinese Academy of Sciences， Changchun 130033， China ）
Abstract： There are much more CCD output channels in high?speed imaging application and the speed of each channel is also much higher. Multiple amplifiers are needed to amplify the multiple output signals. It is very hard to make the amplifiers close to the CCD when the printed circuit board layout is carried out in the case of application of more amplifiers. Thus， the bandwidth is significantly limited by the parasitic capacitance produced by long wires of printed circuit board， and the low pass circuit formed by the output resistance of CCD. In order to eliminate the bandwidth limitation， the high frequency compensation is used in the circuit design. A method to cut out the ground plane at the feedback terminal of the operational amplifier is adopted to avoid self?oscillation of the amplifier circuit.
Keywords： high?speed CCD； preamplification circuit； parasitic capacitance； high?frequency compensation
0 引 言
電荷耦合器件（CCD）具有低噪聲、寬動態范圍、高速以及線性響應等優點。在高速成像應用中，CCD必須具有多通道輸出的能力。通過多通道并行輸出提高成像系統的速度。每個通道的速度也要保持較高的速度，通常每個通道的工作速度能達到25～40 MHz。CCD的輸出電阻并不是很小，一般情況下其輸出電阻可以達到300 Ω左右[1]。因此需要預放電路進行阻抗變換，使輸出電阻變小。且要使預放電路盡可能靠近CCD。因為如果預放電路和CCD有一定距離時，電路板走線會存在一定的寄生電容[2]。該寄生電容和CCD輸出電阻形成一階低通電路，從而限制電路的帶寬。然而，CCD多通道輸出需要多個放大器對信號進行放大。當放大器數量較多時，電路板布局時就沒有足夠的空間使放大器靠近CCD放置。放大器不能靠近CCD放置，走線寄生電容就會限制帶寬。所以只能通過高頻補償技術來擴展帶寬。需要注意到是，高頻補償時一定不要導致放大器工作不穩定。此外高速運算放大器設計不當也極易產生自激振蕩。因此，通過電路板設計中去除運算放大器反饋端地平面的方法避免自激振蕩。
1 多通道CCD預放電路設計
多通道CCD預放電路中各個通道應該是完全一致的，這可以保證各個通道導致的成像結果具有一致性。因此，下面設計討論一個通道的設計，其他通道采用完全相同的設計即可。首先對CCD輸出電阻和電路板走線進行分析，如圖1所示。CCD輸出可以等效為電壓源V和串聯等效電阻[Rc]。走線可以直接用寄生電容[Cp]來表示。那么由于電阻和電容構成了低通電路，因此會限制帶寬。式（1）給出其傳遞函數。
[Hw（s）=11+RcCps] （1）
可見存在一個極點[s=-1RgCp]，即系統在大于該極點對應頻率后，響應會按照每十倍頻程20 dB下降。
圖1 CCD輸出電阻和走線等效電容模型
為了不讓該極點限制帶寬，必須使用零點來抵消這一極點[3]。實現這一功能的電路如圖2所示。該電路的傳遞函數由式（2）給出。該電路引入了一個零點[s=-1（Rg+Rf）Cg]。所以只有讓該零點等于上述極點即可實現高頻補償。即滿足式（3）即可。該電路在引入零點的同時也引入了一個極點[s=-1RgCg]，所以需要使該極點頻率盡可能高，也即[Rg]的值要足夠大。
[Hamp（s）=1+（Rg+Rf）Cgs1+RgCgs] （2）
[RcCp=（Rg+Rf）Cg] （3）
圖2 CCD預放高頻補償電路
反饋網絡的傳遞函數由式（4）給出：
[Hf（s）=1+RgCgs1+（Rg+Rf）Cgs] （4）
電路中的反饋網絡并不會使放大器不穩定。因為反饋網絡有一個極點，使得相位會產生延遲，但是反饋網絡的零點則使相位產生超前。因此反饋網絡使得相位先產生一定的延遲，然后在高頻處回到了零相位[4]。這樣不會對放大器產生穩定性問題。
2 CCD預放電路的電路板設計
高速運算放大器的電路板設計是電路實現的一個非常重要的部分。即使電路原理設計的再好，隨意的電路板設計也會使電路達不到要求甚至產生問題。其中，高速運算放大器的穩定性會受到電路板設計的重要影響。電路板對電路性能的影響產生的主要原因是電路板的寄生參數問題[5]。例如一個運算放大器在電路實現后的等效電路如圖3所示。
運算放大器的反相端對地電容對放大器的穩定性具有較大的影響。因為反相端的對地電容和反饋電阻[Rf]在反饋通路上形成了一個額外的極點，該極點使得相位延遲。相位延遲會使得在高頻時，負反饋變成了正反饋，從而導致自激振蕩。解決這一問題的方法就是把這一寄生電容去除。在具體電路板實現時，就是把反饋端下面的地平面去除。一個雙通道的運算放大器布局布線圖如圖4所示。該放大器為DIP8封裝，其中2腳和6腳為兩個通道的反饋端。所以2腳和6腳下面的地平面要去除。而反饋電阻焊盤下面的地平面同樣也要去除。這樣反饋通道中的寄生電容就降到了最低，可以保證放大器的穩定工作。此外，放大器穩定工作和低噪聲工作的前提是電源要合理去耦。圖4中正負電源的去耦電容都盡可能近地靠近相應電源管腳放置。這樣可以有效地降低去耦電路的等效電感，在較寬的頻帶內提供足夠的去耦。
圖3 運算放大器的寄生參數等效電路
圖4 去除運算放大器反饋端地平面
3 實驗結果
為了驗證設計，對設計的電路利用LTspice軟件進行了電路仿真。CCD輸出等效電阻[Rc]為300 Ω。走線寄生電容[Cp]為20 pF。其3 dB帶寬只有26.5 MHz，其幅頻響應和相頻響應曲線如圖5所示。預放電路的帶寬應該為CCD像素轉移頻率的4～5倍。因此如果像素時鐘頻率達到25 MHz，那么寄生電容就嚴重限制了電路帶寬。所以需要進行高頻補償來展寬帶寬。這里[Rf]取值為1 kΩ，[Rg]取值為0.28 kΩ，[Cg]取值為4.7 pF，這時就能滿足式（3）的要求。
圖5 CCD內阻和走線寄生電容的頻率響應
圖6所示為補償后的頻率響應，可見帶寬擴展已經超過了100 MHz。
圖6 高頻補償后的頻率響應
高頻補償后的放大器對方波的響應如圖7所示。
圖7 高頻補償后的方波響應
放大器的開環頻率響應如圖8所示，可以看出當放大倍數將為0 dB時，相位為-145°，不存在穩定性問題。
圖8 放大器開環頻率特性
4 結 論
高速多通道CCD預放電路設計中存在預放電路不能足夠靠近CCD的問題。高速運算放大器存在容易自激振蕩的問題。針對上述兩個問題，從電路原理和電路板設計的角度進行了高速多通道CCD預放電路分析和設計。通過電路原理設計中應用高頻補償技術，有效地解決了帶寬限制問題。通過電路板設計中去除運算放大器反饋端地平面的方法有效地避免了自激振蕩。因此，該設計可以有效地應用在高速多通道CCD成像電路中。
參考文獻
[1] JAMES R J. Scientific charge?coupled devices [M]. USA： SPIE Publications， 2001.
[2] HENRY W O. Electromagnetic compatibility engineering [M]. USA： John Wiley & Sons， Inc.， 2009.
[3] MANCINI Ron， CARTER Bruce. Op amps for everyone [M]. Netherlands： Elsevier， 2009.
[4] THOMPSON M T. Intuitive analog circuit design [M]. Netherlands： Elsevier， 2006.
