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開篇：寫作不僅是一種記錄，更是一種創造，它讓我們能夠捕捉那些稍縱即逝的靈感，將它們永久地定格在紙上。下面是小編精心整理的12篇開關電源芯片，希望這些內容能成為您創作過程中的良師益友，陪伴您不斷探索和進步。
[關鍵詞]TPS54160；開關電源
中圖分類號：TV674 文獻標識碼：B 文章編號：1009-914X（2014）36-0395-011 引言
開關電源控制芯片TPS54160由TI公司出品，具有體積小、功耗低、效率高、保護完善、性能穩定等優點，內部集成高效場效應MOSFET，能顯著降低功耗，并在輕載時也能高效運行。
2 電路圖
本文基于TPS54160芯片設計了一種開關電源電路，用于由蓄電池組供電的系統中，輸入電壓22～60VDC，輸出電壓為5VDC，輸出電流500mA，電路如圖1所示。
3 元器件選擇
在以TPS54160芯片為核心設計電源電路時，元件的選擇尤為重要，具體的選擇如下：
3.1 欠壓鎖定電阻R1、R2的選擇
TPS54160芯片具有使能和調整欠壓鎖定功能，參考電路如圖2所示：
本設計中，當輸入電壓低于21.6V時，電源停止工作；為確保電源在啟動和關斷時工作的穩定性，設定輸入電壓恢復23V后芯片才開始工作。
經計算，R1為482kΩ，選擇一個487kΩ、1%精度的電阻，R2為25.9 kΩ，選擇一個26.1kΩ、1%精度的電阻。
3.2 開關頻率電阻R3的選擇
該電源其開關頻率按照500kHz設計，按照TPS54160芯片的計算頻率公式：
可計算出R3的電阻值為237 kΩ，選擇244 kΩ、1%精度的電阻。
3.3 反饋電阻R5、R6的選擇
VSENSE是TPS54160內部比較器的輸入端，比較器的參考電壓為0.8VDC，為了提高輕負載時的效率，反饋電阻一般使用較大阻值的電阻，但過高的阻值將使內部調制器更易受到噪聲和輸出電壓波動的影響。因此，TPS54160推薦R6選取一個10 3.4 輸入電容C2的選擇
一般電源設計時，要求在輸入掉電后電源還能短暫的維持輸出。由技術手冊可知，TPS54160的輸入電壓范圍為3.5～60VDC，推薦的最小輸入電壓為6VDC。
本設計中，TPS54160芯片工作在500kHz，直流輸入電壓Vin=21.6VDC，輸出電流Iout=500mA時，可查得其工作效率f約為87%。由能量轉換守恒公式：
3.5 輸出電感L1的選擇
輸出電感的選擇尤為重要，與電源的最大輸入電壓、輸出電壓、輸出電流及開關頻率有關。
在此設計中，TPS54160芯片工作在500kHz的開關頻率，最大直流輸入電壓Vinmax=60VDC，輸出電流Iout=500mA，可由下式計算輸出電感值：
其中是一個系數，它是輸出紋波電流和最大輸出電流的關系比值，通常情況下，如果選取瓷片電容作為輸出電容，其值取0.3，如果選取電解電容作為輸出電容，其值取0.2。
經過計算可求得：L1≈103.4uH，因此選取一個100uH的電感作為輸出電感。
3.6 輸出電容C8的選擇
輸出電容的選擇尤為重要，因為輸出電容將決定輸出電壓的紋波大小，以及負載電流變化的效應能力，其與電源的開關頻率fsw、輸出電壓瞬態響應值ΔVout（TPS54160取其值為輸出電壓的4%）、電流變化ΔIout大小有關。
另外輸出電容還必須能夠調整及吸收電感從高負載向低負載轉換時儲存的能量，使得多余的能量能夠得到存儲，同時并能在當負載從低向高轉換時提供能量以保持輸出電壓的穩定性，所以，其容值的大小與輸出電感L1、最大負載電壓Vh和最大電流Ih、最小負載電壓V1和最小電流I1有關。
輸出電容的選擇必須滿足式（7）、式（8）的最大值，經式（7）計算Cout>32.4uF，經式（8）計算Cout>41.5uF，考慮到本設計中輸出電容的ESR值盡量小，因此選取了47uF的套餐電容作為電源的輸出電容。
3.7 續流二極管的選擇
續流二極管的選擇需滿足以下條件：①其反向電壓要大于或等于最大直流輸入電壓Vinmax；②額定峰值電流必須大于輸出電感的最大電流；③正向壓降越小越好，一般肖特基二極管的正向壓降較低。
在本設計中，選擇肖特基二極管的型號為：SS110，其反向電壓為100V，額定峰值電流為30A，當i=1.0A時，正向壓降為0.5V。
4 結束語
本文主要是針對多電平自動識別充電控制器而設計的開關電源，整個電源系統結構簡單、功耗小、效率高、輸入電壓寬、輸出電壓穩定。在實際應用中，該電源系統性能穩定、反應靈敏、調壓精度高，十分可靠。
參考文獻
[1] 趙修科.開關電源中磁性元器件（講義）.南京航空航天大學.2004，8.
[2] 賈正春、馬志源.電力電子學.北京：中國電力出版社，2001.
[3] 周志敏、周紀海.開關電源實用技術與應用.北京：人民郵電出版社，2003.
關鍵詞： 并聯均流；開關電源；技術領域
中圖分類號：TM919 文獻標識碼：A 文章編號：1671－7597（2012）0220022－01
1 技術領域
“開關電源模塊并聯均流” 的應用是由于一臺直流穩定電源的輸出的電壓、電流、功率不能滿足要求，因此在實用中采用模塊化的構造方法，用一定規格的模塊式電源，按照并聯的方式，分別達到輸出電壓、輸出電流、輸出功率擴展的目的。
開關電源的一種結合恒壓橫流的技術，提高電源輸出功率，增強的帶負載的能力，能夠更好地提高能源的利用率，實現了節能的目的。
2 背景技術
傳統的電源是通過板半整流電路、全橋整流電路等，但是這些方法實現的只是恒壓源或者恒流源，輸出額定的恒定的電壓或者電流，在我們的日常生活中大功率的電器很多，這就需要提供一個穩定的電源給他供電，但是往往在生活中由于一些原因造成功率不夠等現象，這樣嚴重的影響了電器的使用壽命。如何提供一個可靠地電源成為了一個重要應用問題。
開關電源模塊并聯均流它所對應的就是一些大功率的電器，但是如何制作一個可靠穩定的即能恒定輸出恒定的電壓，又能恒定輸出恒定的電流，且工作穩定、智能化的電源是我們必須深刻研究的問題。
3 發明內容
開關電源模塊并聯均流系統包括系統供電模塊：1）線性電源模塊；2）電壓型開關電源模塊；3）電流型開關電源模塊；4）和單片機最小系統模塊；5）各模塊單獨使用/組合使用完成并聯均流控制。
開關電源模塊并聯均流系統所述的系統供電模塊1）包括市電（11）、EMI濾波（12）、降壓變壓器（13）和整流濾波電路（14），市電（11）為系統供電；EMI濾波（12）濾除電網對系統的干擾，消除系統對電網的污染；降壓變壓器（13）將市電降至安全電壓；整流濾波電路（14）完成整流和濾波，獲得直流電壓為電壓型開關電源模塊（3）、電流型開關電源模塊（4）供電。
開關電源模塊并聯均流系統所述的系統線性電源模塊2）為電壓型開關電源模塊（3）、電流型開關電源模塊（4）、和單片機最小系統模塊（5）中各芯片的工作電源。
開關電源模塊并聯均流系統所述的系統電壓型開關電源模塊3）包括電壓型PWM芯片（31）、驅動隔離電路（32）和電壓型DC/DC（33），電壓型PWM芯片（31）根據輸出電壓采樣反饋信號產生相應PWM信號，經驅動隔離電路（32）后接至電壓型DC/DC。
開關電源模塊并聯均流系統所述的系統電流型開關電源模塊4）包括電流型PWM芯片（41）、驅動隔離電路（42）和電流型DC/DC（43），電流型PWM芯片（41）根據負載電流采樣反饋信號產生相應的PWM信號經驅動隔離電路（42）接至電流型DC/DC。
開關電源模塊并聯均流系統所述的系統單片機最小系統模塊5）包括4×4鍵盤（51）、單片機核心板（52）和顯示模塊（53），由單片機核心板（52）接口與電壓型開關電源模塊（3）、電流型開關電源模塊（4）和恒流電源模塊（5）的數控接口連接進行數控電源操作，4×4鍵盤（51）完成對輸出電壓/電流的設置和步進調整功能，顯示模塊（53）完成對設定電壓/電流和實際輸出電壓/電流的顯示。
開關電源模塊并聯均流系統所述的系統系統供電模塊（1）、線性電源模塊（2）、電壓型開關電源模塊（3）和單片機最小系統模塊（5）組合使用完成開關電源模塊并聯均流系統的并聯均流操作。
本系統還設置了安全保障系統，通過傳感器時時監測它的電壓和電流，對超過額定值的電壓和電流進行保護，以免發生事故和意外，對電器和電網造成危害。
4 附圖說明
圖1為開關電源模塊并聯均流系統原理圖；
圖2為集成線性穩壓電路；
圖3為開關電源模塊并聯均流系統電路圖；
其中圖3：
D8：為反相器；
R12、R14、R30：為采樣電阻D6：為電流二極管。
5 具體實施方式
下面結合附圖對開關電源模塊并聯均流系統進行詳細說明。
如圖1所示，將市電220V的交流電先經EMI濾波之后分別接入系統供電模塊進行降壓處理、整流濾波輸出電壓為后面的開關電源的恒壓和恒流源提供電壓和電流，以實現電壓和電流的控制和線性電源模塊進行整流濾波處理輸出穩定的線性電壓，為后面的單片機和一些線路板供電。在運行中，電路始終提供一個穩定的電壓，并且通過單片機的AD端口檢測霍爾傳感去輸出的電流的大小通過采樣電阻測出電壓的大小，并時時進行監測，之后調節負載的大小是電流發生變化，通過電流的變化使單片機的DA端口輸出一個電壓給恒流源的控制電阻，使恒流源輸出一個恒定的電流，另一部分電流則由恒壓源提供，并且恒流恒壓源提供的電流可以按比列輸出。
如圖2所示，將市電220V的交流電先經EMI濾波之后給線性電源模塊整流降壓實現12v和5v的直流輸出分別給控制電路板和單片機供電，為系統的控制和保障提供了保障。
如圖3所示，為實現均流的電路圖，通過單片機的監測和輸出控制恒壓和恒流輸出電壓和電流的大小。
6 結語
在大功率DC/DC開關電源中經常采用多個電源并聯的方法來提高功率，開關電源并聯均流可以安全可靠的不間斷供電。如果采用單臺電源供電該變換器勢必要要處理更大的功率給功率器件的選擇，開關平率和功率密度的提供帶來困難，并且一旦單臺發生故障整個系統就會崩潰。采用兩個開關電源模塊來運行不但可以提高功率是每個開關電源的功率變小同時也減少了單臺開關電源遇到故障所帶來的問題。
參考文獻：
[1]王水平，開關穩壓電源原理及設計[M].人民郵電出版社，2008.7.
[2]周志敏、周紀海、紀愛華，開關電源實用技術[M].人民郵電出版社，2007.8.
【關鍵詞】開關電源技術；小功率；高頻
開關電源因具有體積小、重量輕、效率高、發熱量低、性能穩定等優點而逐漸取代傳統技術制造的連續工作電源，并廣泛應用于電子整機與設備中。20世紀80年代，計算機全面實現了開關電源化，率先完成計算機的電源換代。20世紀90年代，開關電源在電子、電器設備、家電領域得到了廣泛的應用，開關電源技術進入快速發展期。
1 開關電源的發展
1955年美國羅耶（GH.Roger)發明的自激振蕩推挽晶體管單變壓器直流變換器，是實現高頻轉換控制電路的開端，1957年美國查賽（Jen Sen)發明了自激式推挽雙變壓器，1964年美國科學家們提出取消工頻變壓器的串聯開關電源的設想，這對電源向體積和重量的下降獲得了一條根本的途徑。到了1969年由于大功率硅晶體管的耐壓提高，二極管反向恢復時間的縮短等元器件改善，終于做成了25千赫的開關電源。
目前，開關電源以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應用于以電子計算機為主導的各種終端設備、通信設備等幾乎所有的電子設備，是當今電子信息產業飛速發展不可缺少的一種電源方式。目前市場上出售的開關電源中采用雙極性晶體管制成的100kHz、用MOS－FET制成的500kHz電源，雖已實用化，但其頻率有待進一步提高。要提高開關頻率，就要減少開關損耗，而要減少開關損耗，就需要有高速開關元器件。然而，開關速度提高后，會受電路中分布電感和電容或二極管中存儲電荷的影響而產生浪涌或噪聲。這樣，不僅會影響周圍電子設備，還會大大降低電源本身的可靠性。其中，為防止隨開關啟-閉所發生的電壓浪涌，可采用R-C或L-C緩沖器，而對由二極管存儲電荷所致的電流浪涌可采用非晶態等磁芯制成的磁緩沖器。不過，對1MHz以上的高頻，要采用諧振電路，以使開關上的電壓或通過開關的電流呈正弦波，這樣既可減少開關損耗，同時也可控制浪涌的發生。這種開關方式稱為諧振式開關。目前對這種開關電源的研究很活躍，因為采用這種方式不需要大幅度提高開關速度就可以在理論上把開關損耗降到零，而且噪聲也小，可望成為開關電源高頻化的一種主要方式。當前，世界上許多國家都在致力于數兆Hz的變換器的實用化研究。
2 高頻開關的組成
2.1 主電路
從交流電網輸入、直流輸出的全過程，包括：
2.1.1 輸入濾波器：其作用是將電網存在的雜波過濾，同時也阻礙本機產生的雜波反饋到公共電網。
2.1.2 整流與濾波：將電網交流電源直接整流為較平滑的直流電，以供下一級變換。
2.1.3 逆變：將整流后的直流電變為高頻交流電，這是高頻開關電源的核心部分，頻率越高，體積、重量與輸出功率之比越小。
2.1.4 輸出整流與濾波：根據負載需要，提供穩定可靠的直流電源。
2.2 控制電路
一方面從輸出端取樣，經與設定標準進行比較，然后去控制逆變器，改變其頻率或脈寬，達到輸出穩定，另一方面，根據測試電路提供的數據，經保護電路鑒別，提供控制電路對整機進行各種保護措施。
2.3 檢測電路
除了提供保護電路中正在運行中各種參數外，還提供各種顯示儀表數據。
2.4 輔助電源
提供所有單一電路的不同要求電源。
3 開關電源的技術追求
3.1 小型化、薄型化、輕量化、高頻化―――開關電源的體積、重量主要是由儲能元件（磁性元件和電容）決定的，因此開關電源的小型化實質上就是盡可能減小其中儲能元件的體積；在一定范圍內，開關頻率的提高，不僅能有效地減小電容、電感及變壓器的尺寸，而且還能夠抑制干擾，改善系統的動態性能。因此，高頻化是開關電源的主要發展方向。
3.2 高可靠性―――開關電源使用的元器件比連續工作電源少數十倍，因此提高了可靠性。從壽命角度出發，電解電容、光耦合器及排風扇等器件的壽命決定著通信電源的壽命。所以，要從設計方面著眼，盡可能使用較少的器件，提高集成度。這樣不但解決了電路復雜、可靠性差的問題，也增加了保護等功能，簡化了電路，提高了平均無故障時間。
3.3 低噪聲―――開關電源的缺點之一是噪聲大。單純地追求高頻化，噪聲也會隨之增大。采用部分諧振轉換回路技術，在原理上既可以提高頻率又可以降低噪聲。所以，盡可能地降低噪聲影響是開關電源的又一發展方向。
3.4 采用計算機輔助設計和控制―――采用CAA和CDD技術設計最新變換拓撲和最佳參數，使開關電源具有最簡結構和最佳工況。在電路中引入微機檢測和控制，可構成多功能監控系統，可以實時檢測、記錄并自動報警等。
4 提高開關電源待機效率的方法
4.1 切斷啟動電阻
對于反激式電源，啟動后控制芯片由輔助繞組供電，啟動電阻上壓降為300V左右。設啟動電阻取值為47kΩ，消耗功率將近2W。要改善待機效率，必須在啟動后將該電阻通道切斷。TOPSWITCH，ICE2DS02G內部設有專門的啟動電路，可在啟動后關閉該電阻。若控制器沒有專門啟動電路，也可在啟動電阻串接電容，其啟動后的損耗可逐漸下降至零。缺點是電源不能自重啟，只有斷開輸入電壓，使電容放電后才能再次啟動電路。
4.2 降低時鐘頻率
時鐘頻率可平滑下降或突降。平滑下降就是當反饋量超過某一閾值，通過特定模塊，實現時鐘頻率的線性下降。
4.3 切換工作模式
4.3.1 QRPWM對于工作在高頻工作模式的開關電源，在待機時切換至低頻工作模式可減小待機損耗。例如，對于準諧振式開關電源（工作頻率為幾百kHz到幾MHz），可在待機時切換至低頻的脈寬調制控制模式PWM（幾十kHz）。
IRIS40xx芯片就是通過QR與PWM切換來提高待機效率的。當電源處于輕載和待機時候，輔助繞組電壓較小，Q1關斷，諧振信號不能傳輸至FB端，FB電壓小于芯片內部的一個門限電壓，不能觸發準諧振模式，電路則工作在更低頻的脈寬調制控制模式。
4.3.2 PWMPFM
對于額定功率時工作在PWM模式的開關電源，也可以通過切換至PFM模式提高待機效率，即固定開通時間，調節關斷時間，負載越低，關斷時間越長，工作頻率也越低。將待機信號加在其PW/引腳上，在額定負載條件下，該引腳為高電平，電路工作在PWM模式，當負載低于某個閾值時，該引腳被拉為低電平，電路工作在PFM模式。實現PWM和PFM的切換，也就提高了輕載和待機狀態時的電源效率。
通過降低時鐘頻率和切換工作模式實現降低待機工作頻率，提高待機效率，可保持控制器一直在運作，在整個負載范圍中，輸出都能被妥善的調節。即使負載從零激增至滿負載的情況下，能夠快速反應，反之亦然。輸出電壓降和過沖值都保持在允許范圍內。
4.4 可控脈沖模式（BurstMode）
可控脈沖模式，也可稱為跳周期控制模式（SkipCycleMode）是指當處于輕載或待機條件時，由周期比PWM控制器時鐘周期大的信號控制電路某一環節，使得PWM的輸出脈沖周期性的有效或失效，這樣即可實現恒定頻率下通過減小開關次數，增大占空比來提高輕載和待機的效率。該信號可以加在反饋通道，PWM信號輸出通道，PWM芯片的使能引腳（如LM2618，L6565）或者是芯片內部模塊（如NCP1200，FSD200，L6565和TinySwitch系列芯片）。
5 開關電源的發展方向趨勢
開關電源的發展從來都是與半導體器件及磁性元件等的發展休戚相關的。高頻化的實現，需要相應的高速半導體器件和性能優良的高頻電磁元件。發展功率MOSFET、IGBT等新型高速器件，開發高頻用的低損磁性材料，改進磁元件的結構及設計方法，提高濾波電容的介電常數及降低其等效串
聯電阻等，對于開關電源小型化始終產生著巨大的推動作用。
開關電源的發展方向是高頻、高可靠、低耗、低噪聲、抗干擾和模塊化。由于開關電源輕、小、薄的關鍵技術是高頻化，因此國外各在開關電源制造商都致力同步開發新型高智能化的元器件，特別是改善二次整流器件的損耗，并在功率鐵氧體（Mn-Zn）材料上加大科技創新，以提高在高頻率和較大磁通密度（Bs）下獲得高的磁性能，而電容器的小型化也是一項關鍵技術。SMT技術的應用使得開關電源取得了長足的進展，在電路板兩面布置元器件，以確保開關電源的輕、小薄。開關電源的高頻化就必然對傳統的PWM開關技術進行創新，實現ZVS、ZCS的軟開關技術已成為開關電源的主流技術，并大幅提高了開關電源的工作效率。對聯高可靠性指標，美國的開關電源生產商通過降低運行電流，降低結溫等措施以減少器件的應力，使得產品的可靠性大大提高。
模塊化是開關電源發展的總體趨勢，可以用模塊化電源組成分布式電源系統，可以設計成N+1冗余電源系統，并實現并聯方式的容量擴展。針對開關電源運行噪聲大這一缺點，若單獨追求高頻化，其噪聲也必將隨著增大，而用部分諧振轉換電路技術，在理論上即可實現高頻化又可降低噪聲，但部分諧振轉換技術實際應用仍存在著技術問題，故仍需在這一領域開展大量的工作，使得多項技術得以實用化。
關鍵詞：氣隙；RCD；離線式；變換器；電磁輻射
中圖分類號：TP212文獻標識碼：Adoi: 10.3969/j.issn.1003-6970.2011.03.039
0引 言
以往對于小于10W以下的離線式直流電源來說，在效率要求不高的地方，一般認為采用工頻變壓器加整流電路及線性穩壓電路比較合理。因為那時10W以下的工頻變壓器成本相對于開關變換器來說并不高，而線性穩壓器的半導體器件比開關電源的環路控制成本要低，至于說工頻變壓器轉換效率低的問題那是用戶的事情，研發者并不關心。而如今提倡節能環保，電子設備高度集成化，體積做得越來越小。相同功率的工頻變壓器要比開關變換器的重量（體積）大幾倍，對于原材料、人工費不斷攀升的今天來說用離線式10W小功率開關電源取代線性電源是當勿之急。
110W開關電源的設計制作要點：
1.1頻率問題
選擇工作頻率高的芯片，可以使變換器的體積減小、容性器件的容量及體積減小，PCB尺寸將減小，制作的開關電源體積自然減小，但它所帶來的缺點是對變換器的磁芯要求提高，人工纏繞變換器的難度增加，高頻磁芯不但成本高而且在國內不易購買；而選擇工作頻率過低的芯片，所制作出的開關電源其效率降低、體積增大，這不是我們所追求的。
1.2器件是否容易購買
阻容器件在電子市場上容易購買，濾波電感可以自行繞制，磁芯、控制芯片的選取上是令人郁悶的事情。對于小批量生產，為了購買到器件不得不修改合理的設計初宗，但不管怎樣，制作出性能穩定的產品才是硬道理。
1.3成本
盡量選用國產器件，以便降低成本。
設計一個離線式10W開關電源并不是一件容易的事情，因為它涉及到許多電學、磁學、安全規范方面的知識，在器件的選定上要經過反復大量的計算，試驗才能最終敲定。如何利用先人的經驗撇開繁瑣的計算快速地設計出性能穩定的開關電源，我想這是每個電路設計者所期望的。在芯片高度集成的今天，開關電源的控制、驅動、振蕩、比較等電路都集成到一個芯片里，這為對開關電源的拆分設計提供了條件。在離線式10W開關電源應用領域，芯片制造商推出多種型號的開關電源控制芯片，這些芯片雖然型號不同但在性能和使用的方式上卻雷同。THX203H是南京通華芯微電子公司制造，它性能穩定、功能多、價格低，工作頻率在60KHz左右，易于買到與之相適應的磁芯，是一款比較實用的離線式10W開關電源控制芯片。
2離線式10W開關電源基本框架說明
圖1是基于THX203H的離線式10W開關電源的基本框架。
Fuse：選用1.5A保險絲。
Bridge：選用1N4007
Cin：在VAC 85～265V時，一般認為3uF/1W，10W應選30uF/400V的電容。
R1、R2、CT：是THX203H固定搭配電路，按要求設定即可。當然CT、R2盡量選用貼片件，以減少器件的分布電感，且在PCB布線時盡量靠近THX203H。
Clamp Zener、Blocking Diode ：兩個二極管組合成箝位電路用以消除THX203H內部功率管關斷時變換器漏感儲能所引起的尖峰，當然這個電路在小于10W功率輸出時完全可以用RCD電路替代。 RCD即電阻、電容、二極管。
Clamp Zener選用P6KE200，Blocking Diode選用BYV26C。
光藕、RB、RZ：完成對開關電源輸出端的取樣、反饋。DZ可選BZX79-B4V7，RB可選39Ω。一般認為選用這種反饋電路VOUT精度較低，約為±5%，利用TL431構成的反饋電路VOUT精度更高，約為±1%。
VDB：可選1N4148，Cb可選47uF/50V。
VD：整流管，可選肖特基1N5822。
Cm：VOUT輸出5-24V，1A時選330uF/35V。VOUT輸出5-24V，2A時選1000uF/35V。這種選擇是有條件的，要求電解的ESR（等效內阻）要低。我們在市場上購得的電解性能優劣不一，所以在選定電解容量時，要比上述容量大100-200uF 比較合理。
Lf、Cf：起消除紋波作用。Lf選8-12uH，Cf選470uF/35V。
磁芯的選定[1]：有一個非常簡單的預測典型鐵氧體反激變器的能量轉換關系式，PO≈100×f×Ve(W)。這里f為工作頻率，單位為HZ，Ve鐵氧體體積單位為m3，EE25磁芯
Ve=1890×10-9m3。設f=60kHZ，則磁芯轉換出的功率PO≈11.34W。滿足10W要求。
初級線圈匝數的確定[2] ：首先確定初級線圈的電感量，10W離線式開關電源工作頻率在100KHz時，初級線圈電感量一般在1～2mH之間，我們所設計的開關電源工作頻率為60kHz，所以首先設定初級線圈電感量為2mH。氣隙的設定，氣隙就是在組裝變換器時在變換器的兩個E型磁芯之間保留一段距離，大批量生產通過研磨E型磁芯中間柱實現，小批量生產通過在E型磁芯的兩邊柱中間加墊絕緣層來實現。為了便于加工，氣隙要大于0.051mm。氣隙即不能太小也不能太大，太大會大大降低磁導率。在磁芯中加上氣隙是為了防止磁飽和。 青稞紙，防靜電、絕緣性好、耐壓性強。用0.12mm厚度的青稞紙作為氣隙絕緣層。磁芯、初級電感量、氣隙確定之后初級線圈匝數基本確定。
初級線圈要排繞、密繞、布滿整個骨架的繞線窗，留夠爬線距離。直徑0.21mm漆包線繞3層，每層40圈，實測變換器初級繞組電感量為1.9mH±0.1mH。
次級線圈、偏置繞組線圈匝數的確定：對于VOUT=5V這類開關電源匝比多設在14：1左右。現在按照14：1匝比進行設置，次級線圈的匝數為8圈。那么，次級每圈對應0.625V。偏置繞組設為9圈，則偏執繞組產生的電壓約為5.6V接近THX203H的典型供電值。如果次級還有其它繞組，只需按照 0.625V/1圈 進行推算即可。
3一款完整離線式10W開關電源電路的推薦
下面介紹一個成型電路，AC輸入電壓范圍：130V―250V；DC輸出：5V、5V、15V；第二繞組輸出電流可達1A，精度±0.2V，紋波小于30mV。第四繞組輸出電流可達200mA，電壓精度在10%以內，紋波小于30mV。
原理圖如圖2所示：
4變換器的繞制
磁芯參數：EE25，TDK PC40，骨架：10腳，立式。
4.1變換器的繞制方法
4.2變換器繞制要點
1.變換器1、2腳爬線距離大于6mm，不同繞組之間的爬線距離大于3mm，每層排繞。
2.第一繞組的電感量=19mH±0.1mH，通過調整磁芯的氣隙實現。氣隙的實現：在E型磁芯的兩端的柱上，分別加上約0.12mm厚的青稞紙。
3.PCB布線問題，器件盡量緊湊，以減少分布電容、分布電感、電磁輻射。
4.THX203H的散熱問題[3]，在THX203H的7、8腳上鋪設200mm 以上的銅箔，最好將鋪設的銅箔定義成焊盤，在焊盤上加焊錫以提高其散熱能力。
5.漆包線繞的一定要緊。如果制作的開關電源用于商品出售，變換器要浸漆，要是自用可不必浸漆。
5結論
本文介紹了離線式10W開關電源的設計制作方法，提供了一些經驗數據及相關公式，對離線式10W開關電源的設計制作要點進行了闡述。文中所用電路是經過實踐檢驗的，所選磁芯、芯片只要上網查找均可輕松查到，文中公式、數據多數是筆者查閱相關資料獲得，也有些是筆者長期工作經驗的總結。希望對此方面感興趣的朋友閱讀此文時，剔除糟粕汲取精華。
參考文獻
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關鍵詞：LED燈具抗干擾 設計
中圖分類號：S611 文獻標識碼：A 文章編號：
前言
LED的驅動電源大多采用開關電源，比如正激式隔離開關電源、反激式隔離開關電源、推挽式開關電源、橋式和半橋式開關電源等。本文采用的是反激式隔離開關電源，通過合理的元件選擇、電路設計、補償電路設計，探索提高效率和合理的LED驅動電源的設計方法。
一、驅動電源的電路設計
該驅動電源采用反激式隔離開關電源設計，實現350 mA的恒流輸出，可以驅動12個1 w的大功率LED。電路整體設計如圖l所示，整個電路的工作原理及工作過程是當110～265 V的交流電輸入電路之后經過保險絲F1。和EMI濾波電路之后整流，其中的EMI電路由一個共模電感T1，和兩個X2型電容Cx1和Cx2組成。在輸入端還有一個負溫度效應的熱敏電阻RTl，這是為了防止浪涌電流對后面的器件造成損害，當電源還沒有通電時，熱敏電阻的阻值很大，所以可以起到限制浪涌電流的作用；當電路正常工作后，熱敏電阻由于有電流通過而發熱，導致電阻會變得很小，所以正常工作后，熱敏電阻的功率損耗是很小的。
電流經過整流橋濾波之后再經過CBB電容C1濾波，然后經過功率因數校正電路，使功率因數提高到0.85～0.90之間。之后電流經過初級繞組、開關管Q1和采樣電阻R2和R3到地，這就是電源輸入端的主回路。通過控制主回路的電流實現恒流控制，具體的方法是通過采樣電阻將輸入端的電流信號轉化為電壓信號，反饋到PWM控制芯片的3號引腳調整芯片輸出脈沖的占空比來實現。在主回路上，由于開關管在斷開的瞬間初級繞組的能量無法瞬間釋放而產生很大的尖峰電壓，如果這部分電壓無法釋放將會造成開關管“打火”而燒毀，所以在初級繞組的兩端還要設計尖峰電壓吸收回路，這部分電路由肖特基二極管D4、電阻R4，R4和高壓瓷片電容C3組成。當開關管斷開的時候，二極管D4導通，初級繞組和這部分電路形成了回路，從而實現尖峰電壓的吸收。
電源實現恒流控制的核心是PWM控制芯片OB2532。電阻R1和R2給芯片提供啟動電流。為了提高效率，該電源有一個輔助繞組給芯片供電，輔助繞組的輸出經過整流二極管D5和濾波電容C4之后形成大約20 V的電壓給芯片供電。同時，這個繞組還起到另外一個關鍵的作用——電壓采樣，輸出電壓經過R9和R10分壓之后反饋到芯片的4號引腳。為了使芯片能夠穩定的穩壓，在芯片的5號引腳和地之間串聯一個電容C8作為環路補償。芯片的2號端口是脈沖的輸出端，輸出端與場效應管Q1的柵極連接以控制開關管的導通與截止。輸入電壓經過變壓器變壓之后，經過超快速恢復二極管D6整流之后由電解電容C5濾波再輸出。
在二極管D6上，并上電阻R11和電容C7是由于二極管在電路工作時處在高頻的開關狀態，加上這部分電路可以避免二極管產生振蕩。
該電源電路涉及的主要分電路的設計分述如下：制輸出電流，可以在輸出回路串聯采樣電阻通過光耦反饋實現初級繞組和次級繞組的隔離。
2開關變壓器的選擇與設計
變壓器的設計是開關電源設計的核心，反激式的開關變壓器在電路中起到兩個作用：儲能電感，當開關管導通時，初級繞組開始儲存能量；當開關管截止時，初級繞組儲存的能量通過磁芯傳遞給次級繞組。因此，該設計對于電感主要考慮兩個方面：
一是初級繞組的電感量，這決定了電源的輸出功率，可通過改變繞組的線圈匝數改變電感量；二是各繞組之間的匝數比。在計算這兩個參數的同時，也涉及到電源的輸入功率、輸出功率、效率和開關頻率等問題。該設計的最大占空比為45％。效率預計為85％，輸出功率為40×0.35—14 w，開關頻率為60 kHz，經過理論計算并考慮裕量，本設計初級繞組的電感取1．5 mH。根據測試，變壓器的磁芯系數為：88．7μH，所以有初級繞組的匝數為130匝。
該設計采用的是基于最大占空比的設計方法來確定變壓器匝數比，經過理論計算當電源加到負載的電壓40 V時，再考慮輸出二極管的壓降0.6 V。則變壓器的匝數比為0.45，這里計算出來的結果是匝數比N的最小值。根據電感量的要求，初級繞組已經確定為130匝，則次級繞組的匝數為58．5匝，為了方便繞制，可將匝數取為60匝，匝數比N為0．46，對于反激式開關電源，最大占空比小于50％時，系統是固有穩定的，不用增加補償電路。
3功率因數校正電路
由于LED驅動電路中采用電感和電容等元件，引起相位漂移，所以功率因數比較低，一般不會超過0．6。提高功率因數不僅可以減少線路的損耗，還能減少電源產生的高次諧波對電網的污染，提高供電的質量。該設計采用的“填谷電路”(又稱平衡半橋補償電路)就是無源校正電路中典型的一種，電路原理如圖3所示。
該電路中的電容C1和C2采用10μF／400 V的電解電容，兩電容參數相同，通過電容的充放電作用，能夠增加導通角，在正半周期可以將導通角擴展到30O～150O，在負半周期可拓展到210O～330O。因此通過該電路可以將功率因數從0.6提高到0.85～0.9。
二、驅動電源電路的PCB設計
一個開關電源的工作性能與電路原理的設計、元件的使用有直接的關系，但是該電源是否能正常工作，PCB的設計也是一個關鍵點。在合理的原理設計的基礎上，作品最終的性能好壞取決于它的布線。不可避免的，PCB的走線會產生一系列的寄生參數，在PCB設計的時候要想辦法減小這些參數。同時，開關電源的一些器件會產生熱量，因此在PCB設計的時候也要考慮到散熱問題。
EMl(電磁干擾)不僅會干擾無線電系統，還會造成其他設備故障。要減小EMI，首先要確定哪個位置可能會成為EMI源。對于一個開關電源，EMI源的中心就是場效應管，因為它處于快速的導通截止狀態，因此存在尖的邊沿，含有高頻分量。如果高頻型號太強，可以在場效應管的柵極串聯一個電阻，電阻一般在10～100Ω的范圍。當開關導通和截止時，這個電阻可以降低柵極充電的速度，使高速開關波形邊沿變陡，高頻諧波含量減小。該設計采用了一個100 Ω的貼片電阻串聯在場效應管的柵極和PWM芯片的脈沖輸出端之間。在PCB布局的時候，開關電流的路徑要盡量保持簡短。另外，還要遠離低頻的元件，比如采樣電阻。
另一個會產生EMI的位置是尖峰電壓的吸收電路。在開關管斷開的瞬間，由于初級繞組的電流不能突變，所以會產生一個尖峰電壓。該設計對這部分電路的處理時盡可能地將這部分和其他EMI源靠近。如圖4所示，尖峰電壓吸收電路由D4，R4，R5，C3組成，R8和Q1的柵極之間就是開關電流的路徑，這部分的布局比較緊湊，就是為了減小EMI的影響。
在本電源中，可能會產生較大熱量的是場效應管、輸出端的整流二極管、尖峰電壓吸收電路。其中，場效應管的熱量比較大，所以采用散熱片給它散熱。其他部分主要是通過大面積的覆銅來散熱。該設計采用貼片元件和插件元件結合的方式，主要是考慮到實際應用中，要盡可能地減小電源的體積，通過貼片元件和插件結合的方式可以將體積縮小1／2以下，主要是因為體積最大的變壓器所在位置的底層可以焊接很多元件。同時，通過這種方式也給布線帶來很大的方便。
結束語
本文給出了一種大功率LED恒流驅動電源的設計方案，該方案包括了涉及到的元器件選擇、總體電路設計、關鍵電路設計、開關電源變壓器的參數設計、電源的PCB設計等。經過實際電路運行測試，本電源在通電之后輸出參數正常。
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關鍵詞 電力工程；開關電源；反饋控制
中圖分類號TM 591 文獻標識碼A 文章編號 1674-6708（2012）69-0106-02
開關電源我們可認為是由功率級和控制電路所組成，功率級是功率變換的主體，主要通過開關器件、電感、電容等器件來實現功率變換的。開關電源的主體是開關型DC-DC變換器，它是開關電源整個變換核心。非隔離式和隔離式為DC-DC變換器的兩種基本拓撲。在非隔離式變換器中，輸入到輸出之間是沒有電氣隔離的，非隔離式拓撲結構形式主要有:Buck, Boost ,Buck-Boost, Cuk''等。
首先介紹開關電源的控制方法：
根據DC-DC變換器工作方式，DC-DC變換器可分為下面幾種:PWM變換器、諧振變換器、軟開關PWM變換器等。
1脈寬調制技術
脈寬調制PWM技術由于其電路簡單、控制也相對方便而得到廣泛的應用。目前，應用PWM技術的變換器的運行最佳頻率范圍為30kHz~50kHz（使用MOSFET做開關管），在該范圍內，整個系統不論體積、重量、可靠性或是價格都基本上實現了最佳。但是，常規的PWM技術的固有缺陷也在一定程度上限制了其高頻化，這樣人們另想辦法，圍繞著減小開關的損耗，消除或緩解其電路中寄生參數所造成的影響提出了諧振變換技術。
2諧振變換技術
諧振變換技術可以描述為開關器件在零壓或零電流條件下可進行開關狀態的轉換。這樣可以在一定程度上降低了開關損耗。諧振變換電路主要由串聯諧振、并聯諧振、準諧振、E類諧振和多諧振等。這類變換器主要利用諧振原理使開關管的兩端電壓或流過開關管的電流能夠在一個周期內在某一時間段呈正弦規律變換，電壓和電流的波形會錯開，這樣可實現零電壓開關（ZVS）或零電流開關（ZCS）條件，使得開關管自然得到導通或關斷。零電流開關的特點：能保證運行中的開關器件在關斷信號來到之前，流經開關管的電流就已經下降為零，這樣就保證了器件在零電流的條件下能斷開;零電壓開關的特點是能夠保證運行中的器件在開通信號來到之前，開關管的端電壓就已經下降為零了，從而能使開關管在零電壓下導通。諧振式變換器有這樣的缺點：1）功率電路拓撲較復雜，在不同負載條件下，存在不同工作模式；2）QRC, MRC都是變頻控制，所以控制電路較復雜；3）諧振波形使開關管電壓或其電流應力比PWM變換器還要大得多。針對以上局限性，人們提出了其他的軟開關技術。
3軟開關技術
軟開關變換器為QRC和PWM開關變換器組合在一起的綜合:在QRC變換器中若增加一個輔助開關，以控制諧振為網絡工作，使變換器在整個周期內，一部分時間是按ZVS或ZCS準諧振變換器來工作，另一部分時間則按PVYM變換器來工作。因此它兼具有諧振變換技術或PWM變換技術共有的特點.
下面再來介紹控制電路：
控制電路我們采用ON Semiconductor（安森美）公司所生產的NCP1200芯片。NCP1200是種新型的高頻開關電源芯片，它將開關電源中最為重要的兩個部分即PWM控制集成電路和功率開關管MOSFET電路集成在一個芯片上，構成PWM/MOSFET二合為一的集成芯片，能使外部電路得到簡化，讓工作頻率可達100kHz，交流輸入電壓為100V~250V，AC/DC轉換效率可達到90％。對70W 以下開關電源，主功率器件采用NCP1200，與其他電路相比，重量輕、體積小、自我保護的又功能齊全，從而降低了開關電源在設計過程中的復雜性。特別適合于中小功率AC-DC電源、各類充電適配器、DVD電壓等的設計。
4 EMI濾波器
EMI信號濾波器是可以濾除導線上各種工作時不需要的高頻干擾成份，其可用在各種信號線（包括直流電源線）上當低通濾波器。最有效的接收和輻射天線是線路板上的導線，由于導線存在，這樣會使線路板產生強電磁輻射。與此，這些導線還能接收外部來的電磁干擾，使電路相對干擾很是敏感。解決高頻電磁的干擾輻射和接收最有效的辦法是在導線上使用信號濾波器， 如不用信號濾波器時，脈沖信號的高頻成份就很豐富，這些高頻成份還可借助導線輻射，這樣線路板的輻射就會超標。所以使用了濾波器以后，脈沖信號的高頻成份就會消弱很多，正因為高頻信號的輻射效率非常高，隨著高頻成份的減少，線路板的輻射會改善很多。按安裝方式和外形信號濾波器可分為: 貫通濾波器、有線路板安裝濾波器、連接器濾波器等。通常使用線路板安裝濾波器較多，其具有經濟性高、安裝方便等優點。
5 TL431反饋電路
反饋的概念，是指將放大電路的輸出量（電壓或電流信號）一部分或全部，通過一定的方式（元件或網絡）輸送到輸入回路，完成輸出量與輸入端回送的電路就稱為反饋元件或反饋支路，具有反饋回路的放大電路即稱反饋放大電路。
隨著電子技術的不斷高速發展,電源技術也跟著不斷完善和提高。像自激型的開關穩壓電源,在過去其輸出的功率只能達到大概50W,而現在可以達到100W以上。這些變化是源于電路技術的進一步成熟和采用新型元器件的結果。
最后設計開關電源整體系統圖：
電路如圖所示：電源適配器由NCP1200構成6.5V、0.6A，它可為隨身聽、電動玩具或一般家電提供電源。該適配器對全部85~265V的交流電源均適用。交流電壓經過橋式整流器（BR）、電磁干擾濾波器（L1、L2、R4、R5）和濾波電容（C1、C2），得到直流高壓U1，分別連到NCP1200的HV端、高頻變壓器初級的一端。在剛獲得電源時能降低輸入濾波電容上的沖擊電流。吸收電路由R6、C5、VD1組成的鉗位電路和R7和C6構成，可吸收尖峰電壓，這樣就可降低電磁干擾。外部功率開關管是采用MTDIN60E型M0SFET管，最大漏極電流為IDM=1A，漏源擊穿電壓為U（BR）DS=600V，管子最大功耗為PDM=1.75W。輸出整流濾波器是由VD2、C3、C4組成。光耦反饋電路是由限流電阻R1、光耦合器IC2（PC817A）和5.1V穩壓管（1N5993B）組成的。輸出電壓是這3個元器件上的電壓降之和。因IC2中LED的正向壓降ULED≈1V，工作電流ILED設定為0.85mA， Rl=220Ω，故Uo=URl+UrrD+UDZ=(0.85×10-3×220)+1+5.1≈6.5V。高頻變壓器采用E16型磁芯，初級繞組的電感量Lp=2.9mH，漏感Lpo=80us，匝數比n=Np/Ns=12.5。
開關電源整體電路原理圖
電源技術發展的趨勢是開關電源高頻化，高頻化帶來的優勢是使開關電源裝置空前微型化，并使開關電源應用領域更加廣泛，特別是應用在高新技術領域，推動了高新技術產品的微型化、輕便化。另外開關電源在節約資源及保護環境方面的發展與應用更具有深遠意義。
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就如電源是PC的心臟一樣，某種程度上，主板和顯卡上的供電模塊也是它們各自的心臟，搭載在系統上的各種芯片能否正常工作，就看它們的供電電路是否足夠強悍了。因此，在我們的顯卡和主板評測中，對于供電模塊的考察是一個很重要的評分項目。那么，主板和顯卡上的供電模塊是由什么元件組成，又是如何工作的呢？這一次我們就來聊一聊有關供電模塊的那些事。
顯卡和主板供電模塊的主要作用就是調壓、穩壓以及濾波，以此來讓CPU或者GPU獲得穩定、純凈且電壓合適的電流。從它們所用到的技術和原理來說，顯卡和主板的供電電路其實并沒有本質上的區別，僅僅是供電電壓和電流有所不同，因此，我們在撰文時就不分開單獨介紹了。
主板/顯卡上的供電模塊有哪些？
目前，主板和顯卡上使用的供電模塊主要有三種：三端穩壓；場效應管穩壓以及開關電源供電。就三端穩壓供電而言，這種供電模塊組成簡單，僅需要一個集成穩壓器即可，但是它提供的電流很小，不適合用在大負載設備上，主要是對DAC電路或者I/O接口進行供電。
場效應管線性穩壓供電模塊主要由信號驅動芯片以及MosFET組成，該系統有著反應速度快、輸出紋波小、工作噪聲低的優點。但是場效應管線性穩壓的轉換效率較低而且發熱量大，不利于產品功耗和溫度控制。因此，它多數用在較早之前的顯存或者內存的供電電路上，而且僅限于入門級產品，中、高端產品往往會使用更好的供電模塊，也就是第三種供電模塊――開關電源。
開關電源是控制開關管開通和關斷的時間和比率，維持穩定輸出電壓的一種供電模塊，主要由電容、電感線圈、MosFET場效應管以及PWM脈沖寬度調制IC組成，其發熱量相比線性穩壓更低、轉換效率更高，而且穩壓范圍大、穩壓效果好，因此它成為了目前CPU與GPU的主要供電來源。
由于前兩種供電模式都存在著明顯的不足，因此，它們在顯卡和主板產品上的應用并不廣泛，多數是作為輔助型供電或者為低功耗芯片供電而存在，本次就不再對其詳細敘述，我們把重點放在第三種供電模塊也就是開關電源供電上。
開關電源供電模塊由哪些元件組成？
主板和顯卡的開關電源供電模塊主要供CPU和GPU使用，通常是由電容、電感線圈、MosFET場效應管以及PWM脈沖寬度調制芯片四類元件組成。其中，電容和電感線圈在開關電源供電電路中一般是搭配使用，其中電容的作用是穩定供電電壓，濾除電流中的雜波，而電感線圈則是通過儲能和釋能來起到穩定電流的作用。
容與電感
電容是最常用的也是最基本的電子元器件，它在CPU和GPU的供電電路中主要是用于“隔直通交”和濾波。由于電容一般是并聯在供電電路中，因此電流中的交流成分會被電容導入地線中，而直流成分則繼續進入負載中。同時由于電容可以通過充放電維持電路電壓不變，因此其不僅可以濾除電流中的高頻雜波，同時也減少電路的電壓波動。
而電感線圈的作用則是維持電路中的電流穩定性，當通過電感線圈的電流增大時，電感線圈產生的自感電動勢與電流方向相反，阻止電流的增加，同時將一部分電能轉化成磁場能存儲于電感之中；當通過電感線圈的電流減小時，自感電動勢與電流方向相同，阻止電流的減小，同時釋放出存儲的能量，以補償電流的減小。
由于在開關電源供電電路中，電感與電容需要在短時間內進行上萬次的充放電，因此它們的品質將直接影響開關電源供電電路的性能表現。目前，CPU和GPU的供電電路中多使用固態電容以及封閉式電感，前者具備低阻抗、耐高紋波、溫度適應性好等優點；后者則有體積小、儲能高、電阻低的特性，比較適合用于低電壓高電流的CPU和GPU供電電路中。
值得一提的是，在部分高端產品的供電輸出端我們還可以看到聚合物電容，如鋁聚合物電容以及著名的“小黃豆”鉭電容。由于這種聚合物電容擁有極強的高頻響應能力，因此在每秒充放電上萬次的開關電源供電電路中，它們常常被用于輸出端的濾波電路中，可以大大提升電流的純凈度。
MosFET
MosFET在供電電路中的作用是電流開關，它可以在電路中實現單向導通，通過在控制極也就是柵極加上合適的電壓，就可以讓MosFET實現飽和導通，而MosFET的調壓功能則是可以通過PWM芯片控制通斷比實現。
MosFET有四項重要參數，分別是最大電流（能承受的最大電流）、最大電壓（能承受的最大電壓）、導通電阻（導通電阻越低電源轉換效率越高）以及承受溫度（所能承受的溫度上限），原則上來說最大電流越大、最大電壓越高、導通電阻越低、承受溫度越高的MosFET品質越好。當然了完美的產品并不存在，不同MosFET會有不同優勢，選擇什么樣的MosFET是需要從實際情況出發考慮的。
在開關電源供電電路中，MosFET是分為上橋和下橋兩組，運作時分別導通。細心的玩家可能會注意到，多數開關電源供電電路中的上橋MosFET往往在規模上不如下橋MosFET，實際上這個與上下橋MosFET所需要承擔的電流不同有關。上橋MosFET承擔是的外部輸入電流，一般來說是12V電壓，因此在同樣功率的前提下，上橋MosFET導通的時間更短，承擔的電流更低，所需要的規模自然可以低一些；而下橋MosFET承擔的是CPU或GPU的工作電壓，一般來說僅在1V左右，因此在相同功率的環境下，其承擔的電流是上橋MosFET的10倍， 導通的時間更長，所需要的規模自然更高了。
而除了常見的分離式MosFET布置外，我們還會看到有整合式的MosFET，這種MosFET我們一般稱之為DrMos，其上橋MosFET以及下橋MosFET均封裝在同一芯片中，占用的PCB面積更小，更有利于布線。同時DrMos在轉換效率以及發熱量上相比傳統分離式MosFET有更高的優勢，因此其常見于中高端產品中。
不過，DrMos也不見得一定就比分離式MosFET更好，實際上由于DrMos承受溫度的能力較高，因此當它的溫度超過承受值并燒毀的時候，往往還會進一步燒穿PCB，致使整卡完全報廢。而分離式MosFET由于承受溫度的上限較低，因為過溫而燒毀時，往往不會破壞PCB，反而會給產品留下了“搶救一下”的機會。當然了最佳的做法是不讓MosFET有機會因為過熱而燒毀，因此顯卡上往往也會給供電電路配置足夠充裕的散熱片。
另外值得一提的是，同樣規格的MosFET實際上也可以有多種不同的封裝方式，以適應不同的使用壞境。雖然說不同的封裝模式對MosFET的散熱有一些影響，從而也影響其性能表現。但是相比于內阻、耐壓、電流承受能力等硬性指標，不同封裝帶來的影響幾乎可以忽略不計，因此我們不能簡單地通過封裝模式來判斷MosFET的好壞。
PWM脈沖寬度調制芯片
PWM也就是Pulse Width Modulation的英文縮寫，簡稱脈沖寬度調制，是利用數字輸出的方式來對模擬電路進行控制的一種技術手段，可是對模擬信號電平實現數字編碼。它依靠改變脈沖寬度來控制輸出電壓，并通過改變脈沖調制的周期來控制其輸出頻率。PWM芯片的選擇與供電電路的相數息息相關，產品擁有多少相供電，PWM芯片就必須擁有對應數量的控制能力。
開關電源供電電路是如何工作的？
開關電源組成原理圖如下所示，圖中電容的作用是穩定供電電壓，濾除電流中的雜波，讓電流更為純凈；電感線圈則是通過儲能和釋能，來起到穩定電流的作用；PWM芯片則是開關電路控制模塊的主要組成部分，電路輸出電壓的大小與電流的大小基本上是由這個控制模塊決定；MosFET魴в管則分為上橋和下橋兩部分，電壓的調整就是通過上下橋MosFET配合工作實現的。
開關電源供電電路開始工作時，外部電流輸入通過電感L1和電容C1進行初步的穩流、穩壓和濾波，輸入到后續的調壓電路中。由PWM芯片組成的控制模塊來發出信號導通上橋MosFET，對后續電路進行充能直至兩端電壓達到設定值。隨后控制模塊關閉上橋MosFET，導通下橋MosFET，后續電路對外釋放能量，兩端電壓開始下降，此時控制模塊關閉下橋MosFET，重新導通上橋MosFET，如此循環不斷。
上文中所述的“后續電路”實際上就是原理圖中的L2電感與C2電容，與線性穩壓電路相比，開關電源雖然有轉換效率高，輸出電流大的優點，但是其MosFET所輸出的并不是穩定的電流，而是包含有雜波成分的脈沖電流，這樣的脈沖電流是無法直接在終端設備上使用的。此時L2電感與C2電容就共同組成了一個類似于“電池”作用的儲能電路，上橋MosFET導通時“電池”進行充能，而在下橋MosFET導通時“電池”進行釋能，讓進入終端設備的電流與兩端電壓維持穩定。
為什么主板和顯卡要采用多相供電？
【關鍵詞】TOP244Y；開關電源；過壓保護；過流保護
1.引言
近年來，我國煤礦機械化、自動化程度日益提高，礦井監控、通訊、儀表自動化系統等應用日益普遍，但煤礦的特殊環境，要求煤礦電氣設備必須采用本安設備。本安電源作為礦用本安系統不可缺少的組成部分，其技術先進性和產品質量決定了本安設備的可靠性，從而直接影響到監測系統數據采集的準確性、穩定性，關系到礦井安全生產、抗災能力和礦工安危[1]。
2.系統整體方案
根據煤礦用直流穩壓電源的標準[2]，電源輸入電壓為交流127V標稱值的75%～110% （即95V～140V），輸出電壓的紋波電壓不應超過直流輸出電壓12V的5%。根據要求，本文采用TOP244Y開關電源芯片，在高頻開關電源的基礎上，外加過壓保護電路、過流保護電路，設計了新型的12V本質安全型電源（最高開路電壓12.4V、最大短路電流150mA）。
如圖1所示，本系統包括以下3個部分：開關電源電路、過壓保護電路、過流保護電路。
3.硬件電路設計
3.1 開關電源電路
開關電源電路將交流電127V轉變成直流電23V。電路原理圖如圖2所示，交流電經過整流、濾波，成為紋波較大的直流電，通過高頻變壓器、開關電源芯片TOP244Y得到23V的直流電。
TOP244Y是Power Integration公司的TopSwitch II系列產品[3]，它便于實現開關電源的優化設計，設計的交流輸入電壓范圍是85V～265V。它能同時實現輸入欠壓保護、過壓保護、從外部設定極限電流、降低最大占空比等功能。TOP244Y具有頻率抖動特性，這對降低電磁干擾很有幫助。TOP244Y的1引腳用于占空比控制，根據反饋電壓改變占空比，調節電壓穩定輸出；2引腳提供線電壓的過壓、欠壓等自動監測和調整；3引腳通常與三極管相連，實現遠程開關控制，當三極管導通，3引腳接地，TOP244Y正常工作，當三極管斷開，3引腳類于懸空，TOP244Y失能；4引腳為TOP244Y內部MOSFET的源極，6引腳為內部MOSFET的漏極，作為開關使用，提供給高頻變壓器；5引腳為頻率引腳，接地時TOP244Y的工作開關頻率為132KHz。R3為欠壓或過壓檢測電阻，并能給線路提供電壓前饋，以減少開關頻率的波動。D2、D3構成漏極鉗位電路，可吸收內部MOSFET關斷時由高頻變壓器T1初級漏感產生的尖峰電壓，保護MOSFET不受損。電阻R5用來從外部設定功率開關管的漏極極限電流，使之略高于滿載或輸入欠壓時的漏極峰值電流，這就允許在電源起動過程中或輸出負載不穩定但未出現飽和的情況下采用較小尺寸的高頻變壓器。當輸入直流電壓過壓時，R5還能自動降低最大占空比Dmax，對最大負載功率加以限制。
精密光耦反饋電路由線性光電耦合器PC817A、穩壓管D7、電阻R6、R8組成。輸出電壓Uo經過光耦去改變TOP244Y的1引腳電流IC，使占空比發生變化，進而調節Uo保持不變。反饋繞組的輸出電壓經D3、C8整流濾波后，給光耦中的接收管提供偏壓。C10還與R14一起構成尖峰電壓濾波器，使偏置電壓在負載較重時能保持恒定。
3.2 過壓保護電路
如圖3所示，當輸出電壓12V因某種原因增加時（假設增加到13V），D11、D13穩壓管導通，分別觸發快速可控硅Q4、Q6，導通光電耦合器U2、U4，通過A、B點連接的三極管Q2、Q3基極電平被拉成低電平，實現對開關電源芯片TOP244Y的遠程失能控制，TOP244Y停止工作，VCC電壓為零，最終輸出電壓為零，實現輸出過壓保護。圖中R11、R15的作用是減小快速可控硅輸入端的偏置電流[4]。
3.3 過流保護電路
圖4為過流保護電路。U7為三端集成穩壓器78L08，通過R37、R39得到一個設定好的電壓閾值。將取樣電壓和預先設定好的電壓閾值進行比較：取樣電壓輸入到U5的4腳反相輸入端，閾值電壓接U5的5腳同相輸入端，若取樣電壓高于設置好的閾值電壓，U5的2腳輸出低電平，產生下降沿脈沖觸發單穩態觸發器U9，產生暫穩態，輸出高電平，導通MOS管Q8，圖2中的電流源N1產生的控制電流灌入地，則T6、T7關斷，斷開輸出，實現過流保護。R43、R41、R45、C27、C29、C31組成單穩態觸發器U9的配置電路，決定了U9的暫穩態時間。
4.性能測試
針對本安電源的不同特性分別采用不同的測試條件進行測試，輸入電壓采用市電交流220V經自耦變壓器變壓后得到127V的礦用照明電壓，接到電源的交流輸入端，將輸出端串入電流表，并入示波器測量輸出[5]。下面從過壓、過流兩個個環節對電源的保護電路進行測試。
4.1 過壓保護測試
下面模擬由于某種故障導致電壓升高，方法是在輸出空載的情況下，將示波器并接在輸出端，通過調節反饋支路，將輸出電壓逐漸調高，當電壓調至高于12.4V時，過壓保護電路動作，切斷輸出，并延時恢復，若依然過壓則再次降壓，符合過壓保護要求。測試波形圖如圖5所示。
4.2 過流保護測試
下面模擬某種原因引起的過載情況，方法是輸出端接可變負載，調節負載大小，將示波器并接在取樣電阻兩端，取樣電阻為1歐姆水泥電阻，當電流超過1.5A時，輸出成為間斷輸出，此時單穩態觸發器作延時，若負載不減小，將一直處于此狀態。實際測試情況來看，示波器為每格500mV，此時波形最大幅度為3格1500mV，換算成電流為1500mA，所以保護電路正常，自恢復周期為220毫秒，符合快速過流保護要求。波形圖如圖6所示。
5.結束語
本文討論了基于TOP244Y的12V新型本安電源的設計，對系統的各個部分的設計電路進行了詳述，并對電源進行了性能測試。該電源的電路設計、結構設計采用多種保護措施，適合在煤礦井下具有煤塵、甲烷等爆炸性氣體及潮濕惡劣環境下工作，是保證井下設備安全生產，高效運行的理想技術裝備[6]，也適用于化工、冶金、軋鋼、港口、電廠等環境惡劣的其他領域。
參考文獻
[1]馮小龍，王鴻漸.基于LM723的煤礦工作面本安電源的設計與實現[J].煤炭工程，2008（12）：18-19.
[2]閻磊.TOP243Y在礦用本安電源中的應用[J].電子元器件應用，2009（12）：26-27.
[3]Power Integration公司.TOP244Y技術資料，2001，7.
[4]徐磊，周孟然，趙祥.煤礦實用本安電源設計[J].煤礦機械，2012（3）：144-146.
[5]田文靜.礦用本安電源的設計與實現[J].軟件，2012 （4）：115-117.
[6]于月森，謝冬瑩，伍小杰.本安防爆系統與本案電源結構特點及分類探討[J].煤炭科學技術，2012（3）：78-82.
作者簡介：
劉崢，男，碩士研究生，電氣自動化專業，高級工程師，研究方向：測控技術。
張勝春，男，大學本科，電氣自動化專業，高級工程師，研究方向：電力電子。
關鍵詞：UC3842 保護電路 開關電源
中圖分類號：TN86 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416(2011)12-0105-02
1、引言
電源裝置是電力電子技術應用的一個重要領域，其中高頻開關式直流穩壓電源由于具有效率高、體積小和重量輕等突出優點，獲得了廣泛的應用。開關電源的控制電路可以分為電壓控制型和電流控制型，前者是一個單閉環電壓控制系統，系統響應慢，很難達到較高的線形調整率精度，后者，較電壓控制型有不可比擬的優點。
2、單端反激式變換器
本文采用單端反激式。所謂單端，是指高頻變壓器的磁芯僅工作在磁滯回線的一側，并且只有一個輸出端。所謂反激，是指開關功率管導通時，后級整流二極管截止，電能將儲存在高頻變壓器的初級電感線圈中；當開關功率管關斷時，后級整流二極管導通，初級線圈上的電能通過磁芯的藕合傳輸給次級繞組，并經過后級整流二極管輸出。
UC3842簡介。UC3842是國內應用比較廣泛的一種電流控制型脈寬調制器。所謂電流型脈寬調制器是按反饋電流來調節脈寬的。在脈寬比較器的輸入端直接用流過輸出電感線圈電流的信號與誤差放大器輸出信號進行比較，從而調節占空比使輸出的電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化。由于結構上有電壓環、電流環雙環系統，因此，無論開關電源的電壓調整率、負載調整率和瞬態響應特性都有提高，是比較理想的控制器。
同時，UC3842是單電源供電，帶電流正向補償，單路調制輸出的集成芯片，主要用于高頻中小容量開關電源，用它構成的電路在驅動開關管時，通常將誤差比較器的反向輸入端通過反饋電路經電阻分壓得到的信號與內部2.5V基準進行比較，誤差比較器的輸出端與反向輸入端用RC元件接成補償網絡，誤差比較器的輸出端與電流采樣電壓進行比較，從而控制PWM序列的占空比，達到電路穩定的目的。它主要包括高頻振蕩、誤差比較、欠壓鎖定、電流取樣比較、脈寬調制鎖存等功能電路。芯片工作起動電壓是16V，關閉電壓是10V，6V的起動與關閉電壓差可有效防止電路在閥值電壓附近工作而引起的振蕩。芯片起動電流為1mA，所以，芯片可以對高壓用電阻降壓起動，待起動完成后由饋電繞組供電。還提供5V的基準電壓,帶載能力50mA。在UC3842的輸入端與地之間，還有34V的穩壓管，一旦輸入端出現高壓，該穩壓管就被反向擊穿，將供電電壓鉗位于34V，保護芯片不致損壞。如圖所示為開關電源的電路。
3、開關電源的工作原理
3.1 AC輸入整流部分
交流電(AC110～220V/50Hz)由J2-1進入，經過R2送至由D1-D4組成的橋式整流，并由C1濾波，把交流電變換為直流電（當輸入交流電110V時，整流后的直流為155V左右，當輸入交流電220V時，整流后的直流為300V左右）,圖1。
3.2 UC3842工作過程
接通輸入電源VIN后，電流ig通過啟動電阻R5給電容C3,C11 充電,當C3,C11電壓達到UC3842啟動電壓門檻值16V時,UC3842 開始工作并提供驅動脈沖,由6端輸出推動開關管Q1工作,輸出信號為高低電壓脈沖。高電壓脈沖期間, 開關功率管Q1導通,電流通過變壓器初級繞組NP,同時把能量儲存在變壓器中。根據同名端標識情況,此時變壓器各路副邊沒有能量輸出。當6腳輸出的高電平脈沖結束時,開關功率管Q1截止,根據楞次定律, 變壓器初級繞組NP為維持電流不變,產生下正上負的感生電動勢,此時其他邊各路二極管導通,向外提供能量。同時輔助繞組Nb向UC3842供電。
UC3842啟動工作后，C3,C11為UC3842提供穩定的工作電壓VCC,VCC通過R9，R19，光耦817，R8組成的分壓取樣電路，電壓通過2腳被反饋到UC3842內部的誤差放大器并和基準電壓比較得到誤差電壓Vr；同時在取樣電阻R3上建立的電壓也被反饋到UC3842電流測定比較器的同相輸入端，這個檢測電壓和誤差電壓Vr相比較，產生脈沖寬度可調的驅動信號，用來控制開關功率管Q1的導通和關斷時間，以決定高頻變壓器的通斷狀態，從而達到輸出穩壓的目的。考慮到VCC及Vref上的噪聲電壓也會影響輸出的脈沖寬度，因此，在UC3842的腳7和腳8上分別接有消噪電容C3,C11和C10。R7是開關功率管Q1的柵極限流電阻。
3.3 吸收箝位電路
吸收箝位電路由C2,R20,R4和D6組成，Q1截止后，由于變壓器存在漏感，而漏感能量不能通過變壓器耦合到NS繞組釋放，如果沒有RCD箝位電路，漏感中的能量將會在Q1關斷瞬間轉移到Q1極間電容和電路中的其它雜散電容中，此時Q1集電極將會承受較高的開關應力，若加上RCD 箝位電路，漏感中的大部分能量將在Q1關斷瞬間轉移到箝位電路的箝位電容C2上，然后這部分能量被箝位電阻R20,R4消耗，這樣就大大減少了開關管的電壓應力。
3.4 輸出穩壓控制電路
當負載變化或其它因素引起輸出電壓VO變高，通過R6和R13、VR2組成的電壓取樣電路和C9加速電容，TL431控制端1電壓會高于它基準電壓2.5V，這時通過TL431的電流增加，加在光耦發光二極管的電壓也增大，光耦發光增強，光耦C-E極間電阻變小，UC3842的2腳電壓升高，促使片內對PWM比較器進行調節，減少占空比，通過Q1 D-S極電流變小，變壓器儲能減少，輸出電壓降低。反之，VO變低，通過R6和R13、VR2組成的電壓取樣電路和C9加速電容，TL431控制端1電壓會高于它基準電壓2.5V，這時通過TL431的電流減弱，加在光耦發光二極管的電壓也變小，光耦發光減弱，光耦C-E極間電阻變大，UC3842 2腳電壓降低，促使片內對PWM比較器進行調節，增大占空比，通過Q1 D-S極電流變大，變壓器儲能增加，輸出電壓升高。
3.5 輸出部分
當Q1關斷時，初級繞組NP變成下正上負，NS上正下負，D7導通，存儲在變壓器中的能量通過D7供應給負載同時給電容C7充電。
在開關管Q1導通時，變壓器是不給負載供電的，這時只能靠電容給負載供電，C7越大，儲存的能量就越多，供應同樣的負載，電壓下降就越少，換言之，輸出電壓就越穩定，所以C7越大越好。在選取濾波電容時，還要考慮它的耐壓，耐壓一定要比輸出電壓高，最好是留有一定的耐壓余地。
R7是假負載，釋放掉濾波電容C7的部分能量，起到改善電路間歇振蕩的效果。R7的阻值小，對改善電路間歇振蕩效果比較好，但太小會增加無用的功耗，降低電路效率，它的阻值大小一般根據經驗或電路調試確定。
由于開關電源的工作頻率都比較高，所以D7采用響應速度比較快的肖特基整流二極管，在選原件時除了要考慮響應速度外，還要考慮它的額定工作電流，一般要比額定電流大3倍以上，除此還要考慮它的耐壓，因為開關管Q1導通時，初級繞組NP上的電壓（上正下負）基本上是輸入電壓，NS也感應了對應的比例電壓（下正上負），再加上濾波電容C7的電壓，所以整流肖特基二極管的反向耐壓必須大于兩者的和，并留有一定的余量。
4、短路過流保護
如果由于某種原因，輸出端短路而產生過流，開關管Q1的漏極電流將大幅度上升，R3兩端的電壓上升，UC3842的腳3上的電壓也上升。當該腳的電壓超過正常值0.3V達到1V時，UC3842的PWM比較器輸出高電平，使PWM鎖存器復位，關閉輸出。這時，UC3842的腳6無輸出，Q1截止，從而保護了電路。
5、結語
在開關電源的設計中，由UC3842組成的反激式開關電源是整個變換器的關鍵部分，核心部分為PWM控制單元。交流220V作為開關電源的輸入，得到PWM控制單元的直流工作電壓，另外結合其工作特性，設計了過流保護電路，保證了電源變換器的正常工作。在現代電力電子應用中越來越廣泛，在開關電源中有著良好的應用前景。
參考文獻
[1]惠恩宣.采用UC3842構成的開關電源.電子與自動化,2000,4.
1．1基本拓撲
基本的拓撲包括BUCK、BOOST、BUCK－BOOST、CUK、正激變換器、反激、半橋、全橋、推挽變換器。在課堂教學中應該使學生熟練掌握其工作原理、應用場所、電流連續和電流斷續的工作波形、拓撲中的關鍵參數的計算，為學生設計基本的開關電源電路打下堅實的基礎，這是第一層次，要求學生必須熟練掌握。尤其要著重講解基本拓撲BUCK變換器，因為很多拓撲結構甚至是基本拓撲都可以由BUCK變換器變換得來。如果能在課堂上重點講解BUCK變換器，使學生完全掌握BUCK變換器的原理和波形，對學生后期的開關電源學習將會大有助益。第二層次是以基本拓撲為核心部分的主功率電路各部分參數計算，相當于電源工程師的項目計算書部分，這也是電源工程師必須掌握的基本技能。由于課上時間有限，教師在課上會把拓撲中關鍵器件主要參數的計算方法給出，不可能把所有的參數計算一遍，所以導致有些學生就停滯在這個層次上，沒有在課下把所有的參數，尤其是關系到器件選型的參數進行設計，為了解決這個問題，在課程中后期安排學生團隊制作實物開關電源，在這個過程中就必須要對每個計算參數都要反復核算，這個教學環節取得了較好的效果。第三層次是主功率電路器件選型和調試，基本上只有參加過實物制作、電子設計大賽、實習項目的學生有機會達到這一步，通過實際存在的問題，就問題去解決，才會在實踐當中結合他們上課學習的電源理論切實地體會調試電路的樂趣。
1．2PWM和PFC控制芯片
這部分會通過調研報告的形式讓學生先去搜集相關PWM和PFC控制芯片的最新信息，先讓學生去感知、去了解現在出來最新的控制芯片已經可以做到哪些功能了，此外重要的是積累總結每一個拓撲可以有哪些控制芯片來控制。讓他們自己去發現問題，感知問題，帶著問題和好奇，在課堂上授課教師會深入講解PWM控制芯片的基本控制原理，通過工程項目詳細講解如何快速掌握一個新的控制芯片每個引腳的功能，電路的設計方法、元器件參數計算方法，使學生掌握如何用控制芯片來控制變換器實現電能的變換，學會設計控制芯片與變換器的連接電路，即檢測電路和功率管的驅動電路。在課堂上教會學生使用PWM控制芯片數據說明書設計控制電路達到層次一，在課程學時中專門安排學生學習控制芯片電路的設計方法和參數計算方法達到層次二，不僅讓學生掌握一種控制芯片的電路設計方法，更重要的是舉一反三，在以后的設計和工作崗位上面對新的平臺和控制芯片依然可以設計出符合要求的電路。
1．3變壓器和電感設計
授課教師在課堂教學中依據教學改革培養電源工程師為目標不僅要介紹變壓器和電感的各個參數的計算方法，還會結合實際項目講授變壓器同名端和異名端在實際電源制作時的注意事項，變壓器的制作方法，掌握電壓器參數的測試方法和測試工具，掌握用示波器和信號發生器測試變壓器的匝比和同名端的方法。變壓器和電感的設計直接關系到隔離型變換器的性能，很多學生對變壓器和電感磁路設計部分學習起來會有些困難，所以這部分將作為課程的難點來重點講解。
1．4保護電路設計
課堂教學中一部分學時將用來著重講解各種保護電路，包括輸入輸出過壓保護、過溫保護、過流保護、輸入欠壓保護等。將采用調研報告、啟發式和討論式等教學方法引導學生去積累這些保護電路，學會在不同平臺、不同應用場合使用不同的保護電路。
1．5閉環電路調試
結合自動控制原理課程的相關知識，著重講解開關電源閉環電路的設計和分析，尤其是PID調節器的調試方法，結合實際項目演示電源工程師閉環電路調試過程，激發學生學習開關電源的學習興趣，通過實物和仿真軟件讓學生體驗調試的樂趣，這部分是開關電源課程重點講解的內容，要聯系實際項目，是課程的核心內容。以上5個部分是課程的主要教學內容塊，完全按照培養電源工程師的目標下制定的教學計劃，可以做到較好地給學生從課堂到就業的過渡，而不再是到了工作崗位上感覺課堂學習的東西和實際工作聯系不緊密，什么知識什么技能都要工作之后學習。在課堂上，保證學生完全掌握第一個層次，通過課后作業、課堂實際項目案例、電源制作等形式的教學方法使大部分學生掌握層次二，在平時的教學中注意動手能力強或者電路設計能力強的學生，通過帶學生電子設計大賽、創新大賽，或者學生在項目中輔助教師擔任研發助理的工作等，使一部分學生研發能力可以快速提高，培養成具有基本技能的初級電源工程師。
2課程考核方式改革
考慮到開關電源課程的實踐性強的特點，著重考核學生掌握所學的基本電路拓撲理論和技能，能綜合運用所學知識和技能去分析電路、調試和測試電路、分析電路故障及排除電路故障的能力。
2．1制作電源實物
基于課堂系統的理論學習，獨立制作75W單管正激變換器實物的能力考核，該正激變換器采用何種磁復位技術不限，根據班級人數，3～4名同學為一個小組，明確不同分工，共同制作出一款正激變換器。同時培養學生的團隊合作意識，考核的內容也要增加當該團隊遇到分歧和困難的時候，是如何解決的。
2．2課堂表現
主要是包括回答問題的情況，對問題分析的程度，出勤率，在平時小組討論時的表現和活躍程度。
2．3科研報告、口頭匯報
通過讓學生搜索近3年國內外開關電源、尤其是通信電源技術和產品的最新發展概況，增強學生的自我學習能力，在以后的學習和工作中掌握更新自己開關電源知識體系的能力，這是我們教學的重點，不只是教會學生電源的基本知識，還要教學學生學習探索開關電源領域的學習方法。選取部分優秀學生的科研報告由學生濃縮成5分鐘的口頭匯報結合PPT、實物動畫等多媒體展示方法在上課前5分鐘做口頭匯報分享給學生們。不僅較好地激發學生學習開關電源的興趣也能夠充分鍛煉學生的公開演講能力。
2．4作業
作業著重在學生是否是自己獨立完成的電路設計，而不是應付了事。哪怕學生的設計內容很少，但是只要是他們自己經過思考得來的就要比其參考其他人的作業效果要好很多。
3開關電源技術教學改革反思
關鍵詞：開關電源；反激式電路；高頻變壓器；脈寬調制；AC／DC
引言
隨著現代科技的高速發展，功率器件的不斷更新，PWM技術的發展日趨完善，開關電源正朝著短、小、輕、薄的方向發展。
本文介紹了一種基于TOPSwith系列芯片設計的小功率多路輸出AC／DC開關電源的原理及設計方法。
設計要求
本文設計的開關電源將作為智能儀表的電源，最大功率為10w。為了減少PCB的數量和智能儀表的體積，要求電源尺寸盡量小并能將電源部分與儀表主控部分做在同一個PCB上。
考慮10W的功率以及小體積的因素，電路選用單端反激電路。單端反激電路的特點是：電路簡單、體積小巧且成本低。單端反激電路由輸入濾波電路、脈寬調制電路、功率傳遞電路(由開關管和變壓器組成)、輸出整流濾波電路、誤差檢測電路(由芯片TL431及周圍元件組成)及信號傳遞電路(由隔離光耦及電阻組成)等組成。本電源設計成表面貼裝的模塊電源，其具體參數要求如下：
輸出最大功率：10W
輸入交流電壓：85～265V
輸出直流電壓／電流：+5V，500mA；+12V，150mA；+24V，100mA
紋波電壓：≤120mV
單端反激式開關電源的控制原理
所謂單端是指TOPSwitch-II系列器件只有一個脈沖調制信號功率輸出端一漏極D。反激式則指當功率MOSFET導通時，就將電能儲存在高頻變壓器的初級繞組上，僅當MOSFET關斷時，才向次級輸送電能，由于開關頻率高達100kHz，使得高頻變壓器能夠快速存儲、釋放能量，經高頻整流濾波后即可獲得直流連續輸出。這也是反激式電路的基本工作原理。而反饋回路通過控制TOPSwitch器件控制端的電流來調節占空比，以達到穩壓的目的。
TOPSwitch－Ⅱ系列
芯片選型及介紹
TOPSwitch－Ⅱ系列芯片的漏極(D)與內部功率開關器件MOSFET相連，外部通過負載電感與主電源相連，在啟動狀態下通過內部開關式高壓電源提供內部偏置電流，并設有電流檢測。控制極(C)用于占空比控制的誤差放大器和反饋電流的輸入引腳，與內部并聯穩壓器連接，提供正常工作時的內部偏置電流，同時也是提供旁路、自動重起和補償功能的電容連接點。源極(s)與高壓功率回路的MOSFET的源極相連，兼做初級電路的公共點與參考點。內部輸出極MOSFET的占空比隨控制引腳電流的增加而線性下降，控制電壓的典型值為5．7V，極限電壓為9V，控制端最大允許電流為100mA。
在設計時還對閾值電壓采取了溫度補償措施，以消除因漏源導通電阻隨溫度變化而引起的漏極電流變化。當芯片結溫大于135℃時，過熱保護電路就輸出高電平，關斷輸出極，此時控制電壓Vc進入滯后調節模式，Vc端波形也變成幅度為4．7V～5．7V的鋸齒波．若要重新啟動電路，需斷電后再接通電路開關，或者將Vc降至3．3 V以下，再利用上電復位電路將內部觸發器置零，使MOSFET恢復正常工作。
采用TOPSwitch-II系列設計單片開關電源時所需外接元器件少，而且器件對電路板布局以及輸入總線瞬變的敏感性大大減少，故設計十分方便，性能穩定，性價比更高。
對于芯片的選擇主要考慮輸入電壓和功率。由設計要求可知，輸入電壓為寬范圍輸入，輸出功率不大于10W，故選擇TOP222G。
電路設計
本開關電源的原理圖如圖l所示。
主電路設計
電源主電路為反激式，c1、L1、c2接在交流電源進線端，用于濾除電網干擾，c5接在高壓和地之間，用于濾除高頻變壓器初、次級后和電容產生的共模干擾，在國際標準中被稱為“Y電容”。c1跟c5都稱作安全電容，但c1專門濾除電網線之間的串模干擾，被稱為“x電容”。
為承受可能從電網線竄人的電擊，可在交流端并聯一個標稱電壓U1mA為275V的壓敏電阻VSR。
鑒于在功率MOSFET關斷的瞬間，高頻變壓器的漏感產生尖峰電壓UL，另外，在原邊上會產生感應反向電動勢UOR，二者疊加在直流輸入電壓上。典型的情況下，交流輸入電壓經整流橋整流后，其最高電壓UImax=380V，UL≈165V，UOR=135V，則UOR+UL+UOR≈680V。這就要求功率MOSFET至少能承受700V的高壓，同時還必須在漏極增加鉗位電路，用以吸收尖峰電壓，保護TOP222G中的功率MOSFET。本電源的鉗位電路由D2、D3組成。其中D2為瞬態電壓抑制器(TVS)P6KE200，D3為超快恢復二極管UF4005。當MOSFET導通時，原邊電壓上端為正，下端為負，使得D3截止，鉗位電路不起作用。在MOSFET截止瞬間，原邊電壓變為下端為正，上端為負，此時D1導通，電壓被限制在200V左右。
輸出環節設計
以+5V輸出環節為例，次級線圈上的高頻電壓經過UF5401型100V／3A的超快恢復二極管D7，由于+5V輸出功率相對較大，于是增加了后級LC濾波器，以減少輸出紋波電壓。濾波電感L2選用被稱作“磁珠”的3．3μH穿心電感，可濾除D7在反向恢復過程中產生的開關噪聲。
對于其他兩路輸出，只需在輸出端分別加上濾波電容。其中R3、R4分別為輸出的假負載，它們能降低各自輸出端的空載和輕載電壓。
反饋環節設計
反饋回路主要由PC817和TL431及若干電容、電阻構成。其中u2為TL431，它為可調試精密并聯穩壓器，利用電阻R5、R6分壓獲得基準電壓值。通過調節R5、R6的值可以調節輸出電壓的穩壓值。C8 為TL431的頻率補償電容，可以提高TL431的瞬態頻率響應。C7為軟啟動電容，取C7=22μF時可增加4ms的軟啟動時間，在加上TOP222G本身已有的10ms軟啟動時間，則總共為14ms。
U3為PC817型線性光耦合器，其電流傳輸比(CTR)范圍為80％～160％，能夠較好地滿足反饋回路的設計要求，而目前國內常用的4N25、4N26屬于非線性光耦合器，不宜采用。反饋繞組上產生的電壓經D4、C9整流濾波，獲得非隔離式+12V輸出，為PC817接收管的集電極供電。由于反饋繞組輸出電流較小，次級采用D4硅高速開關管1N4148。光耦PC817能將+5V輸出與電網隔離，其發射極電流送至TOP222G的控制端，用來調節占空比。
c3為控制端旁路電容，它能對控制回路進行補償并設定自動重啟頻率。當C3=47μF時，自動重啟頻．率為1．2Hz，即每隔0．83s檢測一次調節失控故障是否已經被排除，若確認已被排除，就自動重啟開關電源恢復正常工作。
R2為PC817中LED的外部限流電阻。實際上除了限流保護作用外，他對控制回路的增益也具有重要影響。當R2改變時，會依次影響到下列參數值：IFICDUo，也就相當于改變了控制回路的電流放大倍數。
下面簡要分析一下反饋回路實現穩壓的工作原理。當輸出電壓uo發生波動且變化量為uo時，通過取樣電阻R5、R6分壓后，就使TL431的輸出電壓uk也產生相應的變化，進而使PC817中LED的工作電流IF改變，最后通過控制端電流Ic的變化量來調節占空比D，使uo產生相反的變化，從而抵消uo的波動。上述穩壓過程可歸納為：
其余各路輸出未加反饋，輸出電壓均由高頻變壓器的匝數來確定。
變壓器設計
變壓器的設計是整個電源設計的關鍵，它的好壞直接影響電源性能。
磁芯及骨架的確定
次級繞組采用堆疊式繞法，這也是變壓器生產廠家經常采用的方法，其特點是由5V繞組給12V繞組提供部分匝數，而24V繞組中則包含了5V、12V的繞組和新增加的匝數。堆疊式繞法技術先進，不僅可以節省導線，減小線圈體積，還可以增加繞組之間的互感量，加強耦合程度。以本電源為例，當5V輸出滿載而12V和24V輸出輕載時，由于5V繞組兼作12V、24V繞組的一部分，因此能減小這些繞組的漏感，可以避免因漏感使12V、24V輸出電路中的濾波電容被尖峰電壓充電到峰值，即產生所謂的峰值充電效應，從而引起輸出電壓不穩定。這里將5V繞組作為次級的始端。
對于多輸出高頻變壓器，各輸出繞組的匝數可以取相同的每伏匝數。每伏匝數n0可以由下式確定：
試驗數據
該開關電源的輸入特性數據見表1，在u=85～245V的寬范圍內變化時，主路輸出u01=5V(負載為65Ω)的電壓調整率Sv=±0．2％，輸出紋波電壓最大值約為67mV；輔助輸出u02=24V(負載為250Ω)，輸出紋波電壓最大值約為98mV；輔助輸出u03=12V(負載為100Ω)，輸出紋波電壓最大值約為84mV。
同時，實驗測得，主路輸出u01的最大輸出電流可達700mA，輔助輸出u02的最大輸出電流可達120mA，輔助輸出U03的最大輸出電流可達170 mA，電源功率可達8．4W，完全滿足設計要求。
關鍵詞：智能電器電源、快速修復
在廣播電視技術領域，開關電源的使用十分廣泛，70%的設備都采用了開關電源。現在高端設備都有電腦控制系統，這些電腦控制系統的電源是獨立的開關電源，如發射機、控制器、監控自動儀表系統、液晶顯示器、機房節能照明系統、安防監控設備、各類智能設備等等。電腦控制系統的電源一旦出現故障，整個設備癱瘓或罷工，急需修復。因此，快速修復智能電器的開關電源是十分必要的。
快速識別故障
一、保險絲熔斷。一般情況下，保險絲熔斷說明電源的內部線路有問題。由于電源工作在高電壓、大電流的狀態下，電網電壓的波動、浪涌都會引起電源內電流瞬間增大而使保險絲熔斷。重點應檢查電源輸入端的整流二極管、高壓濾波電解電容、逆變功率開關管等，檢查一下這些元器件是否擊穿、開路、損壞等。如果確實是保險絲熔斷，應該首先查看電路板上的各個元件，看這些元件的外表有沒有被燒糊，有沒有電解液溢出。如果沒有發現上述情況，則用萬用表測量開關管是否擊穿短路。需要特別注意的是，切不可在查出某元件損壞時，更換后直接開機，這樣很有可能由于其他高壓元件仍有故障又將新更換的元件損壞，一定要對上述電路的所有高壓元件進行全面檢查測量后，才能徹底排除保險絲熔斷的故障。
二、無直流電壓輸出或電壓輸出不穩定。如果保險絲是完好的，在有負載情況下，各級直流電壓無輸出。這種情況主要是以下原因造成的：電源中出現開路、短路現象，過壓、過流保護電路出現故障，輔助電源故障，振蕩電路沒有工作，電源負載過重，高頻整流濾波電路中整流二極管被擊穿，濾波電容漏電等。在用萬用表測量次級元件，排除了高頻整流二極管擊穿、負載短路的情況后，如果這時輸出為零，就可以肯定是電源的控制電路出了故障。若有部分電壓輸出說明前級電路工作正常，故障出在高頻整流濾波電路中。高頻濾波電路主要由整流二極管及低壓濾波電容組成直流電壓輸出，其中整流二極管擊穿會使該電路無電壓輸出，濾波電容漏電會造成輸出電壓不穩等故障，用萬用表靜態測量對應元件即可檢查出損壞的元件。
三、電源負載能力差。電源負載能力差是一個常見的故障，一般都是出現在老式或工作時間長的電源中。主要原因是各元器件老化，開關管的工作不穩定，沒有及時進行散熱等。應重點檢查穩壓二極管是否發熱漏電，整流二極管損壞、高壓濾波電容損壞等。
可靠的快速維修步驟
第一步，首先用萬用表檢測各功率部件是否擊穿短路，開關電源外殼如電源整流橋堆、開關管、高頻大功率整流管、抑制浪涌電流的大功率電阻是否燒斷。再檢測各輸出電壓端口電阻是否異常，上述部件如有損壞則需更換。
第二步，接通電源后不能正常工作，接著要檢測功率因數模塊（PFC）和脈寬調制組件（PWM），查閱相關資料，熟悉PFC和PWM模塊每個腳的功能及其模塊正常工作的必備條件。
第三步，對于具有PFC電路的電源則需測量濾波電容兩端電壓是否為380VDC左右，如有380VDC左右電壓，說明PFC模塊工作正常。接著檢測PWM組件的工作狀態，測量其電源輸入端VC ，參考電壓輸出端VR ，啟動控制Vstart/Vcontrol端電壓是否正常，利用220VAC/220VAC隔離變壓器給開關電源供電，用示波器觀測PWM模塊CT端對地的波形是否為線性良好的鋸齒波或三角形，如TL494 CT端為鋸齒波，FA5310其CT端為三角波。輸出端V0的波形是否為有序的窄脈沖信號。
第四步，在開關電源維修實踐中，有許多開關電源采用UC38××系列8腳PWM組件，大多數電源不能工作都是因為電源啟動電阻損壞，或芯片性能下降。當R斷路后無VC，PWM組件無法工作，需更換與原來功率阻值相同的電阻。當PWM組件啟動電流增加后，可減小R值到PWM組件能正常工作為止。在修一臺GE DR電源時，PWM模塊為UC3843，檢測未發現其他異常，在R（220K）上并接一個220K的電阻后，PWM組件工作，輸出電壓均正常。有時候由于電路故障，致使VR端5V電壓為0V，PWM組件也不工作。在修柯達8900相機電源時，遇到此情況，把與VR端相連的外電路斷開，VR從0V變為5V，PWM組件正常工作，輸出電壓均正常。
第五步，當濾波電容上無380VDC左右電壓時，說明PFC電路沒有正常工作。有一次，筆者在維修一部相機時，發現相機電源板上的濾波電容上無380VDC電壓。加載測試RT波形以及V0波形均正常，測量場效應管G極無輸出波形，用放大鏡仔仔細細查看，發現場效應功率開關管V0腳虛焊。重新焊好之后，通電一切正常。
快速維修小經驗
快速維修學會“看、聞、問、量”的技巧，也就是維修提高速度的必要經驗。“看”是指看是否有燒焦處或元件破裂；“聞”是指聞焦糊味的位置和元器件；“問”是指問經歷電源損壞的過程的人詳情，是否有破裂聲、冒煙、打火等；“量”是指斷電測量和加電測量。
沒通電前，先用萬用表量一下高壓電容兩端的電壓。如果是開關電源不起振或開關管開路引起的故障，則大多數情況下，高壓濾波電容兩端的電壓未泄放掉，此電壓有300多伏，需小心。用萬用表測量AC電源線兩端的正反向電阻及電容器充電情況，電阻值不應過低，否則電源內部可能存在短路。電容器應能充放電，脫開負載，分別測量各組輸出端的對地電阻，正常時，表針應有電容器充放電擺動，最后指示的應為該路的泄放電阻的阻值。
加電測量高壓濾波電容兩端有無300伏輸出。若無，應重點查整流二極管、濾波電容等。加電測量高頻變壓器次級線圈有無輸出。若無，應重點查開關管是否損壞，是否起振，保護電路是否動作等；若有，則應重點檢查各輸出側的整流二極管、濾波電容、三通穩壓管等。加電測量PWM芯片保護輸入腳的電壓。如果電壓超出規定值，則說明電源處于保護狀態下，應重點檢查產生保護的原因。
