時間：2023-05-30 09:27:23
開篇：寫作不僅是一種記錄，更是一種創造，它讓我們能夠捕捉那些稍縱即逝的靈感，將它們永久地定格在紙上。下面是小編精心整理的12篇偏置電路設計，希望這些內容能成為您創作過程中的良師益友，陪伴您不斷探索和進步。
1.1概述
紅外探測器驅動電路為紅外探測器(以下簡稱“探測器”)工作提供必須的工作電源、偏置電壓、時序電路等，同時完成對探測器模擬信號的讀取和預處理。
1.2探測器驅動電路設計
1.2.1探測器供電設計探測器所需的三個供電電源分別為VDDA、VDDO和VDDD。空間環境對電源的可靠性、體積、重量等參數都有著苛刻的要求，為了減小電源的輸出波動和開關帶來的噪聲，采用體積小、重量輕、抗干擾性強的LDO(MSK5101)直接給探測器供電。探測器驅動電路工作溫度范圍為－20～+50℃，此范圍內該LDO溫漂為1.4mV，滿足探測器使用要求，同時該芯片輸出電流可達1.5A，
1.2.2探測器偏置電壓設計探測器有7個直流偏置電壓，分別為GPOL(0.5～2V)、VPD(1.7～4.2V)、3.1V外部偏置(VR、VREF、VSREF)、2.5V外部偏置(VSWSREF、AJTREF)。這些偏置電壓對噪聲非常敏感，輸入電壓的波動會給探測器輸出信號帶來較大影響。為了保證探測器輸出信號的穩定，須保證探測器偏置電壓的穩定，同時盡量減小噪聲。設計時，選用低噪聲、低電壓調整率的LDO產生一個穩定的電壓V1，通過高精度的分壓電阻從V1分得所需電壓V2。為了增大驅動能力，同時起到隔離作用，將電壓V2通過低噪聲、高共模抑制比的運算放大器AD843(該運放在10Hz～10MHz帶寬內噪聲均方根為60μV，可滿足探測器對偏置電壓噪聲均方根的要求)進行緩沖，得到電壓V3供探測器使用。
1.2.3探測器輸出信號阻抗匹配設計探測器輸出模擬信號的典型負載要求為:R≥100kΩ，C≤10pF。在設計時，選取的運放(AD843)輸入阻抗可達1010Ω，輸入電容為6pF，可滿足探測器的負載要求。
1.2.4中心電平平移及差分傳輸設計探測器輸出信號動態范圍為1.7～4.2V，中心電平為2.95V，而A/D芯片對輸入信號中心電平的要求為0V。為了滿足A/D芯片對輸入信號的要求，在驅動電路上對探測器輸出信號進行中心電平平移。紅外信號屬于小信號，易受到復雜的空間干擾影響，這種影響對于單端信號影響較大。當采用差分電路設計時，正負兩路信號會受到相同的影響，但其差值ΔU=V+－V－變化較小，可減弱這種影響，因此采用差分傳輸設計。
1.3低噪聲設計與改進
為了對設計的電路性能進行評估，使用數據采集軟件采集探測器輸出的信號并通過MATLAB對其進行分析。探測器驅動電路與系統聯調，采集35℃時黑體數據并分析，發現約有15個DN值波動(幅值為7.3mV)。此時系統數字噪聲均方根為2.7mV，NETD為65mK。為了降低噪聲，在探測器驅動電路的供電入口、信號傳輸的關鍵路徑等位置加上濾波措施(如大容量鉭電容等)。重新采集圖像數據并分析，測得此時DN值波動約7個(幅值為3.4mV)，為了降低噪聲，在探測器驅動電路的供電入口、信號傳輸的關鍵路徑等位置加上濾波措施(如大容量鉭電容等)。重新采集圖像數據并分析，測得此時DN值波動約7個(幅值為3.4mV)
1.4空間環境適應性設計
1.4.1降額設計降額是使元器件使用中的應力低于其額定值，以達到延緩參數退化，提高使用可靠性的目的。探測器驅動電路工作于空間環境中，為了保證其安全性和可靠性，在設計過程中對元器件的參數進行了降額設計。
1.4.2抗單粒子鎖定設計探測器驅動電路工作于空間環境中，CMOS器件中的晶體管結構很容易受到空間高能粒子沖擊，進而引發單粒子鎖定效應(SEL)。發生SEL后，CMOS器件鎖定區的電流將會大幅度增加，形成SEL異常大電流，進而影響電路的正常工作。為了防止SEL的發生，在電路設計時采取以下措施:
a)運放芯片(AD8138/AD843)的供電端串聯限流電阻;
b)選用具有輸出限流功能的MSK系列LDO芯片;
c)選用抗輻照器件;通過降額設計與抗單粒子鎖定設計，保證了驅動電路工作的可靠性和空間環境適應性。
1.5性能檢測
保持相同的光學、擺鏡和數據采集設備，分別使用本文設計的探測器驅動電路和某型探測器驅動電路采集黑體圖像數據并分析。在國產探測器均勻性、一致性與進口探測器有一定差距的情況下，通過改進探測器驅動電路，最終在性能指標上趕超了某型探測器驅動電路。證明該方案設計實用、有效。通過與系統聯調，該探測器驅動電路工作穩定、可靠，可滿足空間要求。
2總結
摘 要：針對高阻抗微弱信號測量問題，對測量精度與系統輸入阻抗、輸入偏置電流的關系進行分析，應用保護技術設計了帶保護電路
>> 信號波形合成的電路設計 基于雙相鎖相的微弱信號矢量測量裝置設計 一種核磁共振測井儀能量泄放與微弱信號接收電路設計 基于高線性光耦HCNR201的電壓電流測量電路設計 基于OrCAD／PSpice的信號產生電路設計 伏安法測量電表內阻的電路設計 QPSK信號波形生成電路設計 超微晶合金磁特性測量高頻小信號放大電路設計 10kVA逆變器的保護電路設計研究 淺談微電流測量電路設計 基于鎖相放大的微弱信號檢測電路研究 微弱信號檢測裝置的設計 高幀頻CCD驅動電路設計 交流信號轉直流信號電路設計 汽車電源保護電路設計 雷達電源保護電路設計 CMOS電路芯片ESD保護電路設計技術的發展 基于MSP430的信號波形發生器的電路設計與實現 基于AD620的腦電信號預處理電路設計 高速電路設計中的信號完整性研究 常見問題解答 當前所在位置：l,2006.02.16.
［2］Walt Kester,Scott Wurcer,Chuck Kitchin.Sensor Signal Conditioning Section 5:High Impedance Sensors ［EB/OL］.,1999.
［3］John Yeager,Mary Anne Hrusch Tupta.Low Level Measurements Handbook ［M］.Fifth Edition.Keithley Instruments,Cleveland,OH,1998.
［5］Clement Alphonse Berard.Guard Circuit for High Impedance Signal Circuits ［P］.United States Patent,4091430.1978.3.23.
［4］Analog Devices Inc..AD743 Datasheet\.REV.D.2002.
［6］John Ardizzoni.A Practical Guide to High-speed Printed Circuit Board Layout ［EB/OL］. 2005.
作者簡介 劉青峰 男，1982年出生，湖南冷水江人，碩士研究生。主要研究方向為微弱信號檢測。
張流強 男，1969年出生，四川廣安人，副教授，碩士研究生導師。主要研究方向為MEMS、MOEMS器件。
顧雯雯 女，1983年出生，重慶人，博士研究生。主要研究方向為MEMS。
注：本文中所涉及到的圖表、注解、公式等內容請以PDF格式閱讀原文。
>> 一種用于DCDC的軟啟動電路 一種具有快速啟動電路的欠壓保護電路 一種壓縮機的退磁保護電路 一種快速穩定啟動電路的帶隙基準電壓源的設計 一種超低輸入電壓BOOST DC－DC的啟動電路設計 一種高精度CMOS帶隙基準和過溫保護電路 提高繼電器觸點抗浪涌能力的一種新穎旁路保護電路 一種寬帶雷達發射機大功率微波器件駐波保護電路 一種ia級本安型礦燈保護電路設計 防止電動操作電機燒毀而設計的一種保護電路 一種過流保護器的電路分析 一種帶熱滯回功能的CMOS溫度保護電路 一種基于單片機的節能斷電保護電路設計 一種帶熱滯回功能的低功耗CMOS過熱保護電路 一種計算機串行接口保護電路的設計 一種基于小波的繼電保護啟動元件性能監測方法 一種功率MOSFET驅動電路 電機軟啟動技術分析與探討 微軟啟動新一輪保護知識產權和消費者利益活動等 一種非接觸剃須刀供電電路的設計與實現 常見問題解答 當前所在位置：
關鍵字：MOSFET；軟啟動；防反接保護
DOI： 10.3969/j.issn.1005-5517.2015.2.018
聶劍（1980-），男，工程師，研究方向：電子技術、無線射頻系統開發。
軟啟動與防反接保護電路對電子設備有很好的保護作用，由于消費電子客戶存在多次開關機的應用場景和輸入接反的可能性。但是由于成本與電路設計的復雜性，很多設計中只提供了一種保護電路。本文基于提供全面保護與降低成本、降低設計復雜性的角度，提出一種電路，整合了軟啟動與防反接保護功能，電路結構簡單、占用面積小，以供讀者參考。
1 軟啟動電路的作用
一般電路設計中都會使用較多的電容來儲能、去耦合，在設備上電時會對這些電容進行充電，如果沒有限流電路，沖擊電流會較大，會導致設備工作異常，甚至損壞。軟啟動電路的目的是在設備上電初期限制沖擊電流的大小，進入穩態后，軟啟電路的限流作用幾乎消失，產生的損耗可以忽略不計。
2 軟啟動電路
常見的軟啟動有以下幾種：
2.1 熱敏電阻軟啟動電路
此方式的軟啟電路主要用在高電壓低電流的電路中，比如：市電輸入的設備中全橋整流后儲能電容輸入處經常采用此種保護電路。電路圖見圖1。
其中電阻R1采用負溫度系數的熱敏電阻，在冷態時電阻較大，當電路上電時，電流流過熱敏電阻，熱敏電阻起到限制電流的作用，其本身將會消耗一部分電能，轉換為熱能，隨著工作的時間加長，其自身的溫度升高，其電阻值將降低，損耗將降低。此電路的優點：電路簡單、可靠性高，缺點：有一定的能量消耗。
2.2 繼電器與電阻組成軟啟動電路
此方式在較早期的電路中應用較廣泛，采用此方式的電路對功耗敏感或者工作電流較大，其電路圖見圖2。
其中開關經常使用繼電器，繼電器J1的導通電阻遠小于電阻Rl。此電路中開關的控制需要外加控制信號，通常加一延時邏輯控制電路，當設備上電后，電容Cl通過Rl充電，Cl充滿電后，繼電器Jl閉合，工作電流主要流經繼電器，電阻Rl被旁路，設備開始正常工作。此電路的優點：軟啟效果較好，能有效防止上電沖擊；缺點：電路復雜，成本高，繼電器閉合時，可能會出現電弧現象，影響繼電器的壽命，對開關設備的次數、頻率有限制。
2.3 利用增強型MOSFET設計軟啟動電路
利用MOSFET設計的軟啟動電路也比較常用，利用MOSFET的工作區域的變化、內阻的變化，達到限制沖擊電流的效果。實際設計分為兩種：一種為用N溝道MOSFET設計的軟啟動電路；另外一種為用P溝道MOSFET設計的軟啟動電路。下面分別介紹這兩種電路。
2.3.1 用N溝道MOSFET設計的軟啟動電路
利用N溝道MOSFET設計的軟啟電路，電路圖見圖3。
工作原理：當輸入上電時，由于C1的電壓不能突變，輸入電壓通過Rl對Cl進行充電，充電時間由Rl與Cl共同決定，最終Cl電壓達到R2上的分壓。Cl上的電壓也即是Ql的柵極源極之間（N溝道MOSFET的導通條件為柵極電壓高于源極電壓）的電壓，電壓是從零開始，Ql的工作狀態也即是從截止區到恒阻區，再從恒阻區到飽和區，在恒阻區時能起到很好的軟啟動作用，最終的飽和區導通電阻很小，其耗散功率可以忽略。利用N溝道MOSFET做軟啟動比較常見，N溝道MOSFET的價格較便宜，此電路的輸入與輸出的參考地不同（相差很?。瑢嶋H應用中需要注意。
2.3.2 用P溝道MOSFET設計的軟啟動電路
利用P溝道MOSFET設計的軟啟電路，電路圖見圖4。
工作原理：當輸入上電時，由于Cl的電壓不能突變，輸入電壓通過R2對Cl進行充電，充電時間由R2與Cl共同決定，最終Cl電壓達到Rl上的分壓。Cl上的電壓也即是Ql的柵極源極之間（P溝道MOSFET的導通條件為柵極電壓低于源極電壓）的電壓，電壓是從零開始，Ql的工作狀態也即是從截止區到恒阻區，再從恒阻區到飽和區，在恒阻區時能起到很好的軟啟動作用，最終的飽和區的導通電阻很小，其耗散功率可以忽略。利用P溝道MOSFET設計的軟啟動電路，輸入輸出的參考地相同，相同性能的P溝道MOSFET相對N溝道的MOSFET的價格稍高。
3 防反接電路的作用
由于直流電輸入是有極性的，如果用戶將電源極性接反時，可能會損壞設備。故在多數的直流輸入設備中，均會設計防反接保護電路。
4 防反接電路
常見防反接電路有以下幾種：
4.1 二極管防反接保護
二極管防反接電路有以下兩種：
4.1.1 單二極管防反接保護電路
此方式的防反接電路應用較廣泛，利用二極管單向導通的特性來防反接。主要是在高電壓、低電流的電路中，電路圖見圖5。
此處使用的二極管D1可以是普通的二極管，但結電壓一般在0.7伏左右。如果對效率較敏感，可以使用肖特基二極管，其結電壓一般在0.3伏左右，但是價格稍高。此電路的優點是電路極其簡單、可靠性高，缺點是耗散功率較大。
4.1.2. 二極管橋防反接保護電路
此方式是從二極管防反接電路演變而來的，電路圖見圖6。
此電路中利用二極管構成二極管橋堆，輸入電壓極性無論如何變化，輸出電壓的極性保持不變，即便是輸入電壓極性接反，設備也能正常工作。從工作原理看，相當于電源輸入的兩個極性上均接有防反接二極管，故其比單個二極管防反接電路的效率低，成本稍高。需要注意輸入輸出的參考地不相同。
4.2 MOSFET防反接保護電路
利用MOSFET設計防反接保護，也分為P溝道與N溝道兩種，下面分別介紹：
4.2.1 N溝道MOSFET防反接電路
利用N溝道MOSFET設計的防反接保護電路，電路圖見圖7。
當輸入電壓正常接入時，電流從輸入正極流入，流經電阻Rl、R2，經過Ql的體二極管流回輸入端。Ql柵極源極之間電壓即為電阻R2上的分壓，選擇適當的Rl、R2值，滿足Ql飽和導通。當輸入電壓極性接反時，Ql的體二極管反向截止，由于沒有電流回路，柵極源極之間電壓無偏置電壓，Q1不能導通，輸出端無電壓輸出，設備不工作。需要注意兩點：Ql的體二極管參與電阻Rl、R2的分壓；輸入輸出的參考地不相同。
4.2.2 P溝道MOSFET防反接電路
利用P溝道MOSFET設計的防反接保護電路，電路圖見圖8。
當輸入電壓正常接入時，電流從輸入正極流入，流經Q體二極管，經過R1、R2流回輸入端。Ql上柵極源極之間電壓即為Rl的分壓，選擇適當的Rl、R2值，Ql最終工作在飽和狀態。當輸入極性接反時，由于Ql的體二極管截止，無電流回路，柵極源極之間電壓無電壓偏置，Ql不能導通。需要注意，Ql的體二極管參與電阻Rl、R2的分壓。
5 一種軟啟動與防反接電路
實際應用中經常需要同時使用軟啟動與防反接保護，可以考慮將兩種保護電路整合在一起，下面給出一種整合方式供大家參考，分為N溝道MOSFET與P溝道MOSFET兩種。
5.1 N溝道MOSFET整合
N溝道MOSFET整合后的軟啟動與防反接保護電路，電路圖見圖9。
當輸入電壓正常接入時，偏置部分電流經過Rl、R2，通過Q2的體二極管回到輸入端，R2上的分壓即為Ql、Q2的柵極源極間電壓，由于C1的作用，柵極源極之間的電壓從零開始逐漸升高，Ql、Q2緩慢地進入飽和區，起到軟啟動的作用。當輸入電壓反接時，由于Q2的體二極管反向截止，無偏置電流回路，電路不工作，起到防反接保護的作用。可以看出Q2起到防反接保護的作用，Ql起到軟啟動的作用。需要注意：輸入、輸出參考地不相同。
實際中Ql、Q2可被封裝在一起，市面上有較多此類芯片，例如IRL6372PbF，其飽和導通電阻在179mΩ，其上消耗的功率可以忽略。
5.2 P溝道MOSFET整合
P溝道MOSFET整合后的軟啟動與防反接保護電路，電路圖見圖10。
當輸入電壓正常接入時，偏置部分電流經過Q2的體二極管，流經Rl、R2回到輸入端，Rl上的分壓即為Ql、Q2的柵極源極間電壓，由于Cl的作用，柵極源極之間的電壓從零開始逐漸降低，Ql、Q2緩慢地進入飽和區，起到軟啟動的作用。當輸入電壓反接時，由于Q2的體二極管反向截止，無偏置電流回路，電路不工作，起到防反接保護的作用?？梢钥闯鯭2起到防反接保護的作用，Ql起到軟啟動的作用。
實際中Ql、Q2可被封裝在一起，市面上有較多此類芯片，比如IRF9358PbF，其飽和導通電阻在23.8mΩ，其上消耗的功率可以忽略。
上面兩種保護電路，從輸入輸出來看，實際上是完全對稱的電路結構，故也可以從輸出端輸入電壓，然后從原輸入端輸出電壓，同時具有同樣的保護功能。在應用中需要注意，如果輸出端有電池作為負載，可能會出現電池的電壓倒灌至輸入端，需要考慮對輸入端的影響。如果需要實現單向的輸入，可以對電路進行修改，下面以雙P溝道MOSFET為例進行說明，電路圖見圖11。
在雙P溝道MOSFET的電路基礎上增加一個N溝道的MOSFET作為方向控制，當控制信號來自輸入端，則電流方向即為從輸入流向輸出端，即便是輸出有類似電池的負載，電壓也不會倒灌至輸入端。此電路已在多個產品設計中應用，取得很好的保護效果。
關鍵詞：KU波段低噪聲放大器；設計；理論；仿真
中圖分類號： S611 文獻標識碼： A
一、低噪聲擴大器設計理論
（一）低噪聲擴大器的電路構造
低噪聲擴大器通常由擴大器材、輸入輸出匹配網絡、級間匹配網絡和直流偏置電路等有些構成。低噪聲擴大器的電路構造方式有平衡式和非平衡式兩種。這篇文章選用有反應的非平衡式擴大器。相對于平衡式擴大器，其主要長處是構造簡略緊湊、本錢更低，在取得低噪聲功能的同時也可取得較高的增益，且能在較寬的頻率范圍內取得平整的增益特性
（二）低噪聲擴大器的性能指標
微波低噪聲擴大器的主要指標有：作業頻帶、穩定性、噪聲系數、增益、駐波系數以及增益平整度等。其間噪聲系數和增益對全部體系的影響較大。
1、穩定性
通常將擴大器分為肯定穩定和潛在不穩定兩大類。假如負載阻抗和源阻抗能夠恣意挑選，擴大器都能穩定地作業，則稱為肯定穩定或無條件穩定；假如負載阻抗和能源阻抗不能隨意意挑選，只有在一定范圍內取值擴大器才干穩定作業，稱為潛在不穩定或有條件穩定?？隙ǚ€定的充要條件為：
2、噪聲系數
噪聲系數的定義是輸入端信噪比與輸出端信噪比的比值。信號經過放大器以后，因為放大器發生噪聲，使信噪比變壞，信噪比降低的倍數即是噪聲系數。在計算多級放大器的噪聲功能時，主要考慮的是系統總的噪聲系數。級聯二端口網絡噪聲系數的計算公式為：
由上式可知，當最高級網絡的增益足夠大時，最高級網絡的噪聲系數F1對體系的總噪聲系數Ftot起決定作用。因而，要降低放大器的噪聲系數，除了要挑選噪聲系數小的晶體管以外，還要將放大器的輸入網絡設計成最好噪聲匹配狀況。
3、增益
微波低噪聲放大器的增益是微波晶體管的S參數、源阻抗Zs、負載阻抗ZL、二極管的直流偏置和作業頻率的函數。微波放大器的功率增益有多種界說，比如：實踐功率增益、變換功率增益和資用功率增益。對于實踐的低噪聲放大器，功率增益通常是指信源阻抗和負載阻抗都是5Ω狀況下實測的增益。
4、駐波系數
低噪聲放大器的輸入輸出駐波比表征了其輸入輸出回路的匹配狀況。在設計低噪聲放大器的匹配電路時，為了取得最小噪聲，輸入匹配網絡設
計為挨近最好噪聲匹配網絡而不是最好功率匹配網絡，而輸出匹配網絡通常是依照最大增益設計。所以，低噪聲放大器的輸入輸出端老是存在
某種失配。假如失配超越必定極限就會導致損耗添加，電路不穩，故需要對駐波比進行優化。輸入輸出端口的匹配程度，決定了端口對輸入輸出信號的反射狀況，匹配越好，信號的反射越小。
（三）低噪聲放大器的設計過程
低噪聲放大器的設計過程通常包含以下五個過程：
1、器材和模型挑選。
2、電路方式挑選。
3、穩定性設計。
4、直流偏置電路設計。
5、匹配電路優化設計。
二、低噪聲放大器的設計與仿真
（一）器件及電路結構選擇
1、器材與構造
LNA構造形式主要有單端式、負阻反射型、平衡式等三種，單端式LNA的長處是本錢低，但匹配、調試都很艱難，整機功能通常，通常用在對放大器的功能需求不高的體系中；負阻反射型LNA主要用于作業頻率高，電路損耗大，單級增益低的體系中，隨著技能的開展，這種構造現在用的越來越少；平衡式LNA具有杰出的匹配，易于完成單級標準化，具有杰出的匹配、噪聲特性、相位特性和動態規模，端口駐波比較低，易于供給恣意級級聯。缺陷是電路復雜，使明晶體管較多，本錢較高，通常用于對LNA功能需求高的體系，與GaAsMESFET比較，HEMT具有更高的電子遷移率、截止頻率和更大的跨導，在低噪聲使用方面具有無與倫比的優越性。依據設計目標需求，挑選Fujitsu公司的FHX04XHEMT芯片，該芯片具有0.25μm柵長，200柵寬，在12GH、VDS=2V、IDS=10mA，
單級增益可達到10.5dB，同時具有0.75dB的噪聲系
數。根據指標要求，本文采用圖1所示的平衡式方案，其中的3dB耦合器采用Lange耦合結構，根據增益要求，平衡結構的每一支路采用兩級芯片串聯。輸入輸出及級間用微帶結構匹配，以電阻電容元件實現偏置、筆直電路。電路基板厚度為0.5mm，介電常數9.6。
圖1平衡放大器的結構框圖
（二）直流偏置設計
根據芯片參數，選擇直流工作點為Idss=10mA，Vgs=-05mV。微帶電路中偏壓電路的設計原則如下：
1、反射小，即對主傳輸線的附加駐波要小。
2、引入噪聲小，即要求在有高頻能量傳輸的網絡中，盡量使用無耗網絡，特別是放大器的第一級，如果實在不能避免則必須要加濾波網絡來減小附加噪聲的引入。
3、附加損耗小，即要求在頻帶內呈現純電阻要小，使能量盡可能的沿主線傳輸到負載，但能耗網絡的引入可以改善系統的駐波，因此可以根據具體的設計需要進行取舍。
4、高頻能量泄漏小，即要有一定的頻率選擇性，不能使頻帶內的高頻能量沿饋電泄漏出去，而使放大器的增益和輸出功率降低。
據此，應用高低阻抗和扇形短截線做成偏置網絡，減少微波信號對直流電路的影響。
（三）偏置電路的設計
偏置電路是擴大電路的重要組成部分，挑選適宜的偏置網絡也是電路設計的重要部分。直流偏置電路設計的目的是挑選適宜的靜態作業點，使之能依據應用需要，表現有源器材的功能，而且維持電壓、電流、溫度滿足動態規模的安穩作業。依據VMMK-1225管的數據手冊，在Vds=1.5V，Ids=40mA的偏置條件下，Vgs=0.8633V。因而能夠選用單極性無源偏置網絡，在管子的漏極和柵極加偏置，源極為直流接地狀況，選用常用的電阻自偏壓構造為晶體管供給相應的直流電壓和電流，偏置電路如圖1所示。
圖1LNA偏置電路
（四）穩定性設計
只有在微波管處于安穩的情況下才干進行匹配電路的計劃，改進晶體管安穩性變成其重要條件，改進方法主要有以下幾種：
1、負反應，能夠在源極串聯電阻后接地，構成負反應，使電路處于安穩狀況，在實踐電路中，反應元件常用微帶線來構成。
2、采用鐵氧體隔離器，能夠起到極好的安穩效果，隔離器的衰減對噪聲功能有必定的影響。
3、安穩衰減器，能夠在漏極串聯電阻或Π型阻性衰減器，一般接在低噪聲放大器末級或末前級輸出口。
4、當放大器頻帶外增益呈現不易消除的增益尖峰時，比如在工作頻帶外的低端，能夠運用低端增益衰減網絡。本文選擇在源極串接微帶負反應電路的方法改進管芯的安穩性。在源極串聯短路微帶線，構成
負反應，通過重復調試斷定微帶線參數，確保電路處于安穩狀況。圖2給出了改進后安穩系數的仿真成果，能夠看出全部頻帶內安穩系數大于1，在全部頻帶內無條件安穩。
偏置電路是擴大電路的重要組成部分，選擇適合的偏置網絡也是電路計劃的重要部分。直流偏置電路計劃的意圖是選擇適合的靜態工作點，使之能依據運用需要，體現有源器件的功能，并且堅持電壓、電流、溫度滿意動態規模的安穩工作。
圖2LNA的穩定系數
（五）輸入輸出匹配設計
1、最小噪聲的輸入匹配設計
依據噪聲理論，低噪聲放大器的噪聲系數主要由最高級放大器決議，因而最高級輸入端需要用最小噪聲匹配。輸入端匹配網絡的使命，歸結起來是把晶體管出現的復數阻抗變換為信源實數阻抗（即50Ω電阻性的源阻抗）。匹配電路輸出端的視入阻抗應等于最好噪聲源阻抗，如此使放大器取得最好噪聲。本文中仿真環境的溫度為16.85℃，依據上述理論，取得最高級放大器的輸入匹配電路、噪聲系數以及輸入駐波比，如圖3所示。
圖3LNA的偷入匹配電路、噪聲系數和偷入駐波比
2、最大增益的輸出匹配設計
依據最大增益原則，輸出匹配網絡的意圖是把晶體管輸出復阻抗匹配到實數阻抗50Ω。圖4為最高級放大器的輸出匹配電路、增益以及輸出駐波比圖。
圖4 LNA的偷出匹配電路、增益和偷出駐波比
綜合運用上述設計方法，設計了第一級LNA，其性能參數為：在中心頻率12.1GHz下，噪聲系數為0.2dB，增益為16.006dB，增益平坦度小于0.5dB，輸入駐波比為1.087，輸出駐波比為1.178。其性能良好。
結束語：
此文章使用ADS仿真工具，設計了一個Ku波段的平衡式HEMT低噪聲放大器，并對放大器的各項功能指標進行了仿真，容差剖析標明本設計滿意了設計出產的需求，一起平衡和單端構造的仿真對比證實：在相同的噪聲指標下，前者比后者更易滿意輸入輸出駐波比的需求，更高的動態接收規模，以及具有較高的穩定性。別的當平衡構造一個臂的晶體管損壞時，平衡放大器仍有輸出，但功率增益降低了6dB，因而可靠性比單端式放大器高，適用于對LNA功能需求高的體系。
參考文獻：
1]胡榮驊.Ku波段低噪聲放大器設計與仿真[J].艦船電子工程，2010，12：105-107+115.
[2]趙明國，薛嚴冰.Ku波段低噪聲放大器的設計[J].遙測遙控，2011，02：25-28.
[3]何川，孫玉發，賈世紅.X、Ku波段寬帶低噪聲放大器的設計[J].合肥工業大學學報（自然科學版），2011，10：1510-1513.
中圖分類號：TN432 文獻標識碼：A 文章編號：1009-914X（2015）44-0267-02
一、引言
隨著砷化鎵集成電路工藝的技術革新，尤其是新型的E/D PHEMT工藝平臺的出現和成熟，使得多種器件可以在同一個標準工藝平臺上被加工出來，0.5um線條的E/D PHEMT砷化鎵材料技術及工藝可將增強型和耗盡型器件集成在同一個晶圓上，可將多種不同功能的電路集成到在一顆芯片上，這也是目前射頻前端簡化設計的主流趨勢。
二、電路設計
該芯片應用于滿足802.11 b/g/n標準的無線局域網，用于無線射頻信號的收發[1]，該芯片內部電路主要包含SP3T開關、2.4～2.5GHz低噪聲放大器、SPST旁路開關和用于驅動低噪放和開關的邏輯轉換電路。
2.1 射頻開關設計
在本電路中，射頻開關部分的主要作用是切換射頻支路并隔離各個通道干擾，本芯片中的開關電路主要有兩部分，一部分是切換RX、TX、BT到天線ANT支路的SP3T開關，另外一部分是用于旁路LNA的SPST開關。由于本電路的核心指標為接收通道的噪聲系數和發射通道的功率容量，因此插損和功率處理能力指標是開關電路中FET管尺寸優化選擇的主要依據。
在確定選擇雙柵結構的器件基礎上，再根據插損指標和飽和電流優化器件尺寸，0.5um柵長的D-FET飽和電流約為230mA/mm，按照電流有效值和特性阻抗乘積約等于有效功率的計算方法，1mm以上的器件可以滿足28dBm左右的功率處理能力要求，然后根據foundry提供的砷化鎵雙柵結構場效應管兩端口等效開關模型來仿真插損指標。
2.2 低噪聲放大器設計
用于接收支路最前級的低噪聲放大器是影響接收信號靈敏度的最關鍵元器件，本設計中，接收支路的低噪聲放大器的設計決定了整個電路的噪聲系數和增益，為了使用方便，低噪放的前后級匹配電路全部在片上實現，且本工藝平臺中E-mode PHEMT器件具有正向開啟電壓的特點，有利于單電源工作，因此選用E-mode器件作為低噪放的核心有源器件。
由于設計要求所有匹配電路都集成在片上，因此整個芯片的布局較為緊湊。如果選用片上平面螺旋電感，在該頻段，電感所占面積較大，損耗較大，影響噪聲系數性能，因此，最終選用體電阻作為柵極偏置電路元件，并根據晶體管尺寸大小和電路進一步優化選擇合適的阻值，以同時達到扼流和選擇工作點的作用，經過ADS仿真，電阻值選擇4.5K歐姆左右，柵極工作點在+0.4V，工作電流約為15mA。
此外，在低噪聲有源偏置電路設計中考慮了一個溫度補償作用，如下圖1所示，Q1和Q2組合成標準的電流鏡電路，R1電阻分壓起負反饋作用，為低噪聲放大器提供穩定的Vgs。由于有源偏置電路的晶體管和低噪聲放大器的晶體管有相同的加工工藝與過程，因此具有相類似的溫度特性，這就使得溫度變化時電流鏡電路 Vbias和 Vgs 能夠互相制約[2]。
2.3 邏輯電路設計
驅動電路部分采用的是經典的DCFL式邏輯電路，這種電路其中具有構成器件少、級間可直接耦合、單一電源工作以及功耗低等優點[3]，可降低砷化鎵邏輯電路規模。
倒相器的上升時間和下降時間由負載管和驅動管的電流能力來決定，也即是由兩個管子的寬長比來決定，這樣，通過計算不同寬長比時的上升下降時間，就可以得到滿足設計要求所需的器件尺寸。本電路中實際設計的邏輯電路包含倒相電路和一個三輸入與門的功能，如下圖2所示。
在驅動電路設計中，選擇適當的電阻和倒相電路有源器件尺寸的比例關系，可以優化控制電平的高低門限。本設計中，在保證承受發射功率所需工作電壓的前提下，電路可滿足0/2.8V-3.3V驅動信號標準。
三、封裝及測試結果
針對該芯片的主要用途在于WIFI無線傳輸系統中的收發終端設備中，設計人員開發了適用于該芯片管腳功能的QFN1.5mmX1.5mm-12L的小尺寸塑封形式，根據管腳定義，合理的分配了Leadframe支架結構，在使得芯片內部良好接地的同時，又保證了芯片封裝尺寸的余量，同時開發了彈簧接觸式測試夾具，可做到進行無損傷外觀測試。
小信號主要性能如下表1所示：
四、結論
采用0.5um線條的砷化鎵PHEMT E/D-mode工藝設計的2.4GHz WIFI用接收前端集成電路，具有增益高、噪聲低、發射損耗小、功耗低等優點。在2.2-2.6GHz工作頻率范圍內，增益大于12.5dB，噪聲系數小于2dB，輸入輸出電壓駐波比小于2：1，發射通道和藍牙通道插損小于0.7dB，發射通道和藍牙通道功率容量大于+28dBm，并集成驅動器和匹配電路，使用方便，適用于滿足802.11 b/g/n協議下的2.4GHz WIFI無線傳輸系統。
參考文獻
[1] RTC6627，Highly integrated，Receive Path Front End Module， Data Sheet，RichWave.
【關鍵詞】電壓比較器 高增益 低功耗 失調電壓
模擬集成電路中比較器是一個基本模塊，廣泛應用于模擬信號到數字信號的轉換。在A/D轉換器中，電壓比較器的增益，帶寬，功耗，失調電壓的特性嚴重影響整個轉換器的轉換速度和精度，傳統的電壓比較器采用多級結構，使用輸入失調存儲技術（IOS）和輸出失調存儲技術（OOS）對失調電壓進行消除，增加了電路結構的復雜度和功耗，芯片面積也越來越大。但隨著應用速度越來越高，功耗要求越來越低，IOS和OOS要求放大器有足夠高的增益和帶寬，這些因素對于其發展有一定的制約作用。
本文設計的電壓比較器電路結構簡單，采用了兩級放大結構，前級放大采用差分放大電路，利用差分電路抑制共模信號的干擾，提高了共模抑制比，減少了信號中噪聲的干擾，第二級放大采用共源共柵電路對失調電壓進行了很好的控制，使電路的失調電壓達到150μV，輸出級采用推挽輸出電路提升了輸出的驅動能力，整個比較器的功耗非常低，芯片整個面積僅為29.56μm×25.68μm。該比較器設計主要用于高精度時間測量芯片中，通過比較器產生一個低延時的門控信號，對于整個時間測量電路達到一個精準的控制。通過仿真結果得知，該電壓比較器滿足應用需求。
1 電壓比較器結構
如圖1所示為CMOS電壓比較器原理圖，該比較器由偏置電路、差分放大器、共源放大器和推挽級輸出電路組成。其中，M1管和M2管組成偏置電壓電路，為差分放大器和共源放大器提供偏置電壓。通過調節M1管和M2管的寬長比，讓差分放大器和共源放大器得到合適的工作電流，合理設計差分放大器和共源放大器，主要考慮輸入失調電壓、輸入共模范圍、輸出信號的增益和帶寬的影響，設計出一個性能最優的比較器電路。M10管和M11管組成一個推挽輸出級電路，提升輸出信號的驅動能力，為了能更好的和其它電路進行協同工作。
該電壓比較器的工作原理如下：是同相輸入端，是反相輸入端。當輸入電壓高于時，M3管導通，，M3管和M7管的電流相同，M8管又與M7管為鏡像電流關系，M8管導通，使，b點為高電平，c點為低電平，Vo輸出高電平。當輸入電壓低于Vb時，，因此，M4管導通阻抗低，b點為低電平，導致M9管導通，c點為高電平，Vo輸出為低電平。
1.1 偏置電壓電路設計
M1管和M2管組成偏置電路提供M5管和M6管的柵極電位。偏置電路采用PMOS管和NMOS管柵漏極相連，兩管子均工作于飽和區，為差分放大器和共源放大器提供恒定的電流源。因此，
1.2 差分放大器的設計
差分放大電路的作用有兩個：首先對輸入信號進行放大，這樣就可以對比較級電路的比較時間進行降低，同時把總體延時降到最低；其次是對輸入信號差值進行放大，這樣就可以把失調電壓對整個電路的影響降到最低。高帶寬在高速比較器中是一個重要影響因素，高的帶寬可以使整個電路的比較時間減少，從而對于比較器的速度進行提高。
負向共模輸入電壓決定了差分輸入對管。負向共模輸入電壓取決于M5管進入飽和區的條件。負向共模輸入電壓為。
M3管、M4管和M5都工作在飽和區，三個管子的閾值電壓相等。
考慮到負向共模范圍低和電壓增益高的要求，取=1.2V ，由式（7）可以得到M3管的寬長比。
M3管和M4管是完全對稱的輸入對管，所以可以得到。
有源負載對管M7和M8由正向共模輸入電壓決定，正向共模輸入電壓取決于M3管進入飽和區的條件，則得到：
設計共模輸入電壓=3V，。I0為差分放大器的工作電流。由式（8）可以得到M7管的寬長比。M8管和M7為對稱有源負載對管，所以得到。
差分放大器的放大倍數為：
1.3 共源放大器的設計
共源放大器由M6管和M9管組成，M6管為有源負載，M6管與M2管為鏡像電流關系，已經確定M6管的寬長比，M9的設計主要考慮共源放大器的放大倍數和輸入失調電壓的影響。為了減少輸入失調電壓對共源放大器的影響。差分放大器和共源放大器應滿足式（10）比例關系：
由式（11）知共源放大器的放大倍數與工作電流成反比，由于M6管和M9管的輸出阻抗與成反比。放大倍數還與溝道長度調制效應有很大關系，溝道長度越大，溝道調制效應越小，和越小，MOS管的輸出阻抗越大，放大倍數就越大。還可以通過調節輸入管M9的寬長比提高電壓增益。
1.4 推挽輸出級的設計
輸出緩沖級是CMOS倒相器，它是為提升輸出的驅動能力、降低輸出的上升時間和下降時間而設立的，因此，該級的驅動電流設置較大，輸出的上升時間和下降時間對稱。推挽輸出級由M10管和M11管構成，兩管均工作在線性區。
2 電路仿真
該電路是在TSMC 0.18μm CMOS工藝下，電源電壓為3.3V，利用Cadence公司的Spectre仿真器進行仿真。仿真條件為tt工藝角，溫度為27℃。如2所示為電壓比較器的瞬態仿真，同相輸入端加入一個頻率為10MHZ，幅度為800mV的正弦信號，反相輸入端加入一個2.1V的直流信號，輸出端得到一個方波信號。電壓比較器的下降沿時間為754ps，上升沿時間為913ps。
圖3為電壓比較器的交流仿真結果，由圖中可以看出比較器的增益為92.123dB，帶寬為10MHz，相位浴度為53deg。
在同向輸入端設置輸入電壓為變量Vin，反向輸入端輸入電壓2.1V，Vin的輸入變化范圍為0―3.3V，通過直流仿真得到輸出信號與Vin的變化關系，得到了電壓比較器的傳輸特性曲線如圖4所示，從圖中可以看出，實際電壓跳變轉換點和理論轉換點電壓值有一定的誤差，輸出電壓跳變需要一個過渡區間。
功耗在電壓比較器的電路設計中是一個重要因素，近幾年集成電路的工藝尺寸向納米級的不斷發展，電源供電電壓越來越小，對于電路的功耗要求越來越高。整個電路功耗主要包括靜態功耗和動態功耗。動態功耗不僅取決于負載還與工作頻率，電源電壓，集成度和輸出電平有關。靜態功耗等于電源電壓和工作電流的乘積。圖5為比較器工作電流仿真曲線圖，可以看出，電壓比較器工作時平均電流為87.5μA，電源電壓為3.3V，得到比較器的功耗為0.289mW。
表1為本文和別人設計的電壓比較器進行的一些性能對比，從表中可以看出在帶寬、功耗和失調電壓與文獻（8）和（9）差不多的情況下，其增益明顯高于對方，對于在時間測量系統中，其開始和結束信號的判斷有很大的作用，滿足了預期的設計目標。
3 版圖設計
版圖設計如圖6所示，比較器中有差分電路，為了保證差分對的完全匹配，采用了共質心對稱結構，圖3中的差分對管M3、M4版圖對應左下角部分，差分對管M7、M8版圖對應左上角部分，偏置電路和輸出緩沖級電路利用了叉指結構匹配。版圖的總共面積為29.56μm×25.68μm。Vin+和Vin-為比較器的同向和反向輸入，out為輸出端。
4 結論
本文基于TSMC 0.18μm CMOS工藝設計的電壓比較器具有高的增益，低失調電壓，低功耗，結構簡單等特點。該比較器采用兩級放大，第一級采用差分放大器減少了輸入的失調電壓，提高了輸入的共模范圍，第二級采用共源放大器得到了高的電壓增益，輸出級采用CMOS倒相器結構簡單，提高了輸出的驅動能力、減少了輸出波形的上升沿和下降沿的時間。從仿真結果看，該電壓比較器達到了預期的效果，可用于A/D轉換器、編譯碼器、高精度測時電路中。
參考文獻
[1]ALLEN P E，DOUGLAS R H. CMOS analog circuit design [M].2nd Ed.Beijing： Publishing House of Electronics Industry，2005.
[2]謝晶，張文杰，謝亮，金湘亮.一種嵌入式動態鎖存比較器的設計與實現[J].微電子學，2013，43（6）：802-806.
[3]周啟才，張勇，郭良權.用于16位流水線ADC的高速動態比較器設計[J].固體電子學研究與進展，2013，32（6）：583-589.
[4]LU J，Holleman J.A low-power high-precision comparator with time-domain bulk-tuned offset cancellation [J].IEEE Circ and System，2013，60（5）：1158-1167.
[5]Allen Philip E.CMOS Analog Circuit Design，Second Edition[M].北京：電子工業出版社，2003.
[6]李桂宏，謝世健.集成電路設計寶典[M]. 北京：電子工業出版社，2006.
[7]邱伶俐，劉章發.軌到軌電壓比較器的設計[J].半導體集成電路，2015，40（1）：12-18.
[8]李現坤.低功耗模數轉換器的研究與設計[D].南京：南京郵電大學，2014.
[9]王雅君，陸定紅，張國俊.一種用于峰值電流模式的鎖存比較器設計[J].微電子學，2014，44（4）：442-446.
[10]游恒果.高速低功耗比較器設計[D].西安：西安電子科技大學，2011.
作者簡介
茍欣（1991-），男，陜西省漢中市人?，F為寧波大學信息科學與工程學院碩士研究生在讀。研究方向為集成電路設計。
楊鳴（1963-），男，浙江省寧波市人。現為寧波大學信息科學與工程學院研究員，主要從事光機電一體化和高分辨率自動顯微鏡方面的研究。
Multisim是美國NI公司推出的一款原理電路設計、電路功能測試的虛擬仿真軟件，適合電子技術教學。利用Multisim對電子電路進行虛擬仿真，有助于通過簡化電路模型來學習電子電路中的基本概念、基本理論和基本方法。在利用軟件Multisim對模擬電子電路分析和仿真時應明確如下問題。（1）應用Multisim仿真工具進行電路仿真的基礎是建立相應的電路模型，搭建電路原理圖，定性分析電路中元器件的參數要求。（2）模擬電子電路的分析是利用理論分析和仿真分析對電路設計進行分析，明確該電路要分析的基本概念，進而指導電路調試和測試。理論分析是指理解電路的工作原理、明確電路的功能特點、建立電路的等效模型，即將非線性的半導體器件進行線性等效。根據電路理論，估算該電路的重要基本概念，如基本放大電路需要估算電路的電壓放大倍數、輸入電阻和輸出電阻等重要參數。（3）仿真分析需要考慮半導體器件的非線性特性，分析結果在一定程度上接近理論分析，是比較精確的計算，可將理論分析作為指導進行仿真分析。理論分析和仿真分析相結合，可用于試驗性的電路設計，邊仿真邊設計電路中元器件的參數，達到電路設計的要求。
2、基于Multisim仿真軟件的教學實例
2.1理論分析
一個實際放大電路的構成要滿足直流通路和交流通路都正確這個條件。直流通路為偏置電路，保證放大電路有合適的靜態工作點Q。而交流通路則決定了放大電路的組態，保證輸入信號能夠加入放大電路，輸出信號能夠正常取出，最終實現放大。構建共射基本放大電路，如圖1所示。給定三極管的UBE=0.7V，β=50，rbb'=300Ω。直流通路和小信號等效電路如圖1（b）和圖1（c）所示。（1）直流分析：根據輸入回路和輸出回路，計算靜態工作點的電壓和電流如下：基極電流IBQ=26μA，集電極、發射極電流ICQ=IEQ=1.3mA，管壓降UCEQ=5.5V。（2）交流分析：根據小信號等效電路，計算性能指標如下：電壓放大倍數≈-94.7，輸入電阻Ri≈1.32kΩ，輸出電阻Ro=5kΩ。
2.2仿真分析
Multisim提供的虛擬三極管（BJT_NPN_VIRTUAL）采用的是低頻小信號模型，其特性接近理想三極管。電路仿真中使用虛擬三極管，其參數輸入電阻為0，電流放大倍數恒定，輸入與輸出特性均為線性，器件特性與頻率無關。搭建仿真電路，如圖2所示，選擇虛擬三極管，雙擊彈出三極管“屬性”編輯窗口，在其中的“編輯模型”對話框中編輯參數，更改β=BE=50，rbb'=RB=300Ω=0.3kΩ。其他元器件參數選取參照圖1。（1）直流分析。利用Multisim10基本分析方法中的直流工作點分析法（DCOperatingPoint）來分析電路的靜態工作點Q設置情況。啟動“仿真”，單擊“分析”功能中的“直流工作點分析”命令，打開Multisim10的“直流工作點分析”對話框，如圖3所示。單擊“輸出”選項，添加仿真變量到右邊選項框，然后單擊“仿真”按鈕，系統自動顯示運行結果，如圖4所示。根據圖4可知，各個仿真節點的變量含義為V(2)=UBE=0.789V，V(3)=UCEQ=5.48191V，I(ccvcc)=ICQ=1.32969mA。（2）交流分析。給定10mV/10kHz的正弦波輸入信號，將輸入信號和輸出信號連接到虛擬儀器示波器，打開仿真開關，雙擊示波器得到輸入和輸出信號波形，如圖5所示。根據輸入、輸出波形標尺線處的讀數，計算電壓放大倍數為根據輸入電阻Ri的定義，Ri=Ui/Ii，其中Ui是輸入端口的電壓，Ii是輸入端口的電流。在放大電路的輸入回路接入電壓表和電流表，仿真時利用電壓表測量輸入端口基極和發射極之間的電壓為7.071mV；利用電流表測量輸入端口基極的電流為5.439μA，如圖6所示?？傻梅糯箅娐返妮斎腚娮铻镽i=7.071mV/5.439μA=1.3kΩ。注意在使用萬用表測量電壓和電流時要設置為相應的電壓、電流作為電壓表和電流表，以及設置為交流來測量。在輸出回路采用外加電壓方法，斷開負載電阻，將電路中的信號源置零，在輸出端接入一個10mV/10kHz的正弦信號源，同時在輸出端接入電流表用來測量端口電流，接入電壓表用來測量端口電壓，單擊“仿真”按鈕，雙擊電流表及電壓表，創建的電路如圖7所示，可得放大電路R0=10mV/2μA=5kΩ。
2.3分析總結
（1）直流分析的目的是估算或測試靜態工作點Q，確定三極管是否工作在放大區。當Q點過高時會產生飽和失真，當Q點過低時會產生截止失真。該電路的直流偏置電路為固定偏置電路，若出現飽和失真，可增大Rb電阻，使Q點沿交流負載線向下移動；若出現截止失真，可減小Rb電阻，使Q點沿交流負載線向上移動。直流分析的內容是輸入回路的電流IBQ和電壓UBEQ，輸出回路的電流ICQ和電壓UCEQ。根據理論分析估算可知，集電極電流ICQ=1.3mA，管壓降UCEQ=5.5V；而仿真分析得到的參數為：I(ccvcc)=ICQ=1.32969mA，V(2)=UBE=0.789V，V(3)=UCEQ=5.48191V?？芍o態工作點Q位置合適，保證放大電路能夠正常工作。對比結果可知理論估算和仿真分析的結果近乎相等。理論估算時給定UBE=0.7V，β==50為一個常數，沒有考慮三極管的非線性，所以不是精確計算。而仿真分析是根據三極管的模型分析驗證，考慮了三極管的非線性問題。（2）交流分析的目的是觀察輸入信號和輸出信號的關系，分析的內容是放大電路電壓放大倍數、輸入電阻和輸出電阻等性能指標。三極管放大電路的放大作用是利用三極管的基極對集電極電流的控制來實現的，從而將直流電源所提供的能量轉化為負載所需要的能量。放大的實質是能力的控制和轉換，是對變化量的放大。（3）仿真分析與理論分析的結論相一致，驗證了理論分析的正確性。
3、結語
1RF2514的引腳功能
RF2514各引腳的排列如圖1所示。各引腳的功能如下：
引腳1，9（GND1，3）：模擬地。為獲得最佳的性能，應使用較短的印制板導線直接連接到接地板。
引腳2（PD）：低功耗模式控制端。當PD為低電平時，所有電路關斷。當PD為高電平時，所有電路導通工作。
引腳3（TXOUT）：發射器輸出端。輸出為晶體管集電極開路（OC）方式，但需要一個提供偏壓（或匹配）的上拉電感和一個匹配電容。
引腳4（VCC1）：TX緩沖放大器電源端口。
引腳5（MODIN）：AM模擬或者數字調制輸入。信號通過該腳輸入可以把調幅信號或者數字調制信號加到載波上，而通過該腳外的一個電阻則可對輸出放大器進行偏置。該腳的電壓不能超過1．1V，過高的電壓可能會燒壞芯片。
引腳6（VCC2）：壓控振蕩器、分頻器、晶體振蕩器、鑒相器和充電泵電源。該端與地間應連接一個中頻旁路電容。
引腳7（GND2）：數字鎖相環接地端。
引腳8（VREFP）：偏置電壓基準端，用于為分頻器和鑒相器提供旁路。
引腳10，11（RESNTR－，RESNTR＋）：該腳可用來為壓控振蕩器（VCO）提供直流電壓，同時也可以對壓控振蕩器的中心頻率進行調節。10腳與11腳之間應連一電感。
引腳12（LOOPFLT）：充電泵的輸出端。該腳與地之間的RC回路可用來控制鎖相環的帶寬。
圖2
引腳13（LDFLT）：用來設定鎖定檢測電路的閾值。
引腳14（DIVCTRL）：分頻控制端。該腳為高電平時，選中64分頻器，反之，選中32分頻器。
引腳15（OSCB）：設計時可將該腳直接連接到基準振蕩器晶體管的基極，由于該基準振蕩器的結構是Colpitts的改進型，因此應在15腳和16腳之間連接一個68pF的電容。
引腳16（OSCE）：設計時將該腳直接連接到基準振蕩器晶體管的發射極，同時在該腳與地之間還應連接一個33pF的電容器。
圖3
2RF2514的內部結構
RF2514是一個具有鎖相環的AM／ASK甚高頻／超高頻發射器。它由功率放大器、集成壓控振蕩器、鑒相器和充電泵（PhaseDetector＆ChargePump）、分頻器（Prescaler32／64）、鎖存檢測（LockDe-tect）和直流偏置（DCBias）等電路組成，其原理框圖如圖2所示。
【關鍵詞】功率放大器；偏置電路；靜態電流；溫度補償
隨著我國對北斗衛星通信產業的進一步投入和推廣，北斗用戶機作為北斗導航系統的重要組成部分引起了廣泛關注[1]。功率放大器是北斗用戶機中必不可少的一部分，其性能的好壞直接影響到北斗用戶機的性能，因此其電路結構和芯片的選型非常重要。LDMOS功放管具有增益大、輸出功率高、線性度良好、低成本、高可靠性等優點[2]，因此成為功率放大器設計的首選器件。然而LDMOS的靜態電流會隨著溫度變化而變化，這對功率放大器的增益、飽和輸出功率等參數都有很大影響，在高溫環境下，這些參數的變化甚至會導致功率放大芯片損壞，因此設計一種針對LDMOS的溫度補償電路對功率放大器的性能至關重要。
1功率放大器設計
在北斗用戶機的功率放大器的應用中，功率放大芯片的選取非常重要，除了要求功放芯片在北斗頻率上能夠達到要求的功率外，還有考慮最大容許工作電流、最大耗散功率、芯片的結溫度等因素[3]，并且要留有足夠的余量。本設計在北斗頻率上要求最大輸出功率在10W以上，工作溫度大于75℃，經過比較，最終選取HMC308和HMC454為驅動芯片，以英飛凌公司的LDMOSFETPTFA220121M作為功率放大芯片設計一款北斗用戶機功率放大器。合適的靜態工作點不僅能保證芯片的正常工作，還會影響功率放大器的最佳匹配負載、效率等參數[3]，因此選擇正確的靜態工作點是設計電路的第一步。由datasheet可知，PTFA220121M的偏置電路中柵極電壓為2.5V左右，漏極經過一個四分之一波長線接+28V，常溫下功率放大器工作的靜態電流為150mA。為了向負載傳輸最大功率，需要在電路中加入匹配網絡，使得負載阻抗等于信號源阻抗的共軛，此外，匹配網絡還決定著放大器的駐波比、功率增益、1dB壓縮點等指標是否滿足設計要求。在PTFA220121Mdatasheet中讀取出在1616MHz處的輸入輸出阻抗，利用ADS軟件對芯片做輸入輸出匹配電路，使得功率放大器的功放管工作在趨近飽和區[4]。由于在北斗頻點上采用微帶線做匹配電路，電路的面積會非常大，所以電路的匹配采用集總器件做匹配電路.對電路PCB進行加工并測試得到其小信號增益為42dB左右，飽和輸出功率在10W以上。在高低溫箱內放置兩個功率放大器，以20℃為步進，測試每個功率放大器在-45℃～75℃時的特性，使功率放大器在每個溫度下保持30分鐘后，測得兩個功率放大器PTFA220121M的靜態電流分別為I1、I2，飽和輸出功率分別為P1、P2，畫出四個參數隨溫度變化的曲線，如圖1所示。分析數據可知，隨著溫度的升高，功率放大器的靜態電流增加了50mA，即功率放大器在-40℃～75℃內的工作點具有正溫度系數，得出溫度對功率放大器的飽和輸出功率一致性有很大影響。在測試過程中，在沒有加激勵的情況下，當溫度升高到75℃時，功率放大器加電瞬間芯片損壞。功放芯片的結溫度和工作環境溫度及芯片本身的功耗有關，當溫度升高時，芯片的靜態電流增加，使得芯片的功耗增加，這兩個因素同時增大使得芯片的結溫度超過其能承受的最大溫度，故而損壞，而北斗用戶機實際的工作溫度要求能承受75℃，所以要降低芯片在高溫下的靜態電流來保護芯片。為了保證功率放大器各性能的穩定，在功放芯片的偏置電路中加上溫度補償電路，使柵極電壓隨溫度的升高而降低[5]，保證芯片的靜態電流在各個溫度下的恒定，從而提高功率放大器性能的一致性。
2溫度補償電路設計
功率放大芯片在工作點附近通常具有正的溫度特性，即在一定的柵壓下，當工作溫度升高時其靜態電流升高，當工作溫度降低時靜態電流降低[6]。由圖1的實驗結果可知，工作溫度的升高使得最大輸出功率的波動很大，本設計通過在偏置電路加一個電壓補償網絡實現溫度的補償[7]。溫度補償電路采用了溫度傳感器LMT84，封裝大小為2.4mm*2.2mm，其輸出電壓隨著溫度的升高而降低。將LMT84的輸出端與PTFA220121M的柵極經過電阻相連，通過分析實驗數據來分配電阻值，使得溫度升高時柵極電壓下降，計算得到靜態電流下降的幅度正好抵消靜態電流增加的幅度，從而保證芯片的靜態電流不隨溫度變化。對兩個功率放大器做如下處理：在PTFA220121M柵極和地之間接上屏蔽電纜，在非接地電纜的另一端接電位器。將它們放入高低溫箱內，溫度設定為-45℃～75℃，每20℃一個步進，功率放大器在每個溫度下存儲30分鐘，測試各個溫度下PTFA220121M的靜態電流。通過調節電位器的阻值使得PTFA220121M的靜態電流在各個溫度下保持在150mA，用萬用表測試出對應溫度下柵極的電壓，溫度補償電路如圖3所示，PTFA220121M柵極電流為1uA，為了使芯片柵極電壓的波動對A點電壓影響足夠小，選取電阻時保證流過R1的電流I1為50uA左右。LMT84的最大輸出電流為50uA，I2取值為40uA。根據疊加定理，電路中各器件之間的關系滿足等式(1)、(2)、(3)、(4)，其中UA1、UA2為圖2直線中0℃和20℃對應的電壓值，UB1、UB2為LMT84工作曲線中的0℃和20℃對應的電壓值，計算出各個電阻值，取標稱值為：R1=30kΩ，R2=18kΩ，R3=13kΩ，R4=20kΩ。電路設計時要求溫度不變時UA1的變化范圍為ΔV=±10mV，供電電壓為U，為了求出補償電路中所選電阻和電源芯片輸出電壓的精度，對等式（2）中UA1在R1=30kΩ、R2=18kΩ、R3=13kΩ、R4=20kΩ、U=5V處對R1、R2、R3、R4、U求偏導數，計算得出ΔR1=±0.8%R1，R2=±1%R2，R3=±3%R3，R4=±60%R4，ΔU=±9%U。由計算結果可知，R1的變化對UA1的影響最大，所以要求其精度最高，由于市面上常用的貼片電阻最高精度是±1%，所以取R1=(30±1%)kΩ。R4的變化對UA1的影響很小，對其精度幾乎沒有什么要求。電路中供電芯片選用的是LDO，其輸出電壓精度在±1%，滿足設計要求。最后確定電阻值為：R1=(30±1%)kΩ，R2=(18±1%)kΩ，R1=(13±1%)kΩ，R4=(20±10%)kΩ。
3實驗結果和數據分析
加入溫度補償電路的功率放大器實物如圖4所示，其中每個芯片和改進前功率放大器用的芯片都屬于同一批次，常溫下對功率放大器進行測試，輸入1616MHz信號，功率大約為0dBm，測試得靜態電流為150mA，加電200ms測試出功率放大器的最大電流為650mA左右，最大輸出功率10W以上。將兩個功率放大器放在高低溫箱內，按照以20℃為步進、每個溫度下存儲30分鐘的方法測試-40℃～75℃下的靜態電流，得出靜態電流I11、I22和飽和輸出功率P11、P22隨溫度變化曲線如圖5所示，可以看出同一個功率放大器在不同溫度下的靜態電流變化很小，飽和輸出功率的一致性也有明顯改善，并且功放芯片沒有損壞現象4小結本溫度補償電路設計簡單，易于實現。將改進后的功率放大器用在北斗用戶機中，經大量測試顯示，加入溫度補償電路后，溫度在-40℃～75℃時，功率放大芯片的靜態電流基本一致，增益均在40dB以上，飽和輸出功率均大于10W。這說明，該溫度補償電路對功率放大器在不同溫度下的靜態電流有很好的補償作用，從而成功避免了因溫度變化而導致芯片損壞情況的發生。
參考文獻
[1]陳淡,鄭應航.基于藍牙技術的北斗終端通信模塊的設計[J].現代電子技術,2013(23):16-18.
[2]崔慶虎,劉平.基站功率放大器的設計與仿真[J].電視技術,2012(17):82-85
[3]楊樹坤,李俊,唐劍平等.LDMOS微波功放器設計[J].電子與封裝,2014(4):18-21.
[4]韓紅波,郝躍,馮輝等.LDMOS線性微波功率放大器設計[J].電子器件,2007(2):444-449.
[5]BELLANTONIJohn.BiastechniquesforGaNandpHEMTdepletionmodedevices[EB/OL].[2014-06-17]./appliations/defense/gan-products.
[6]耿志卿,曹盼,陳湘國等.一種應用于功率放大器的高精度溫度補償電路設計[J].現代電子技術,2015(3):137-140.
【關鍵詞】集成電路；EDA；項目化
0 前言
21世紀是信息時代，信息社會的快速發展對集成電路設計人才的需求激增。我國高校開設集成電路設計課程的相關專業，每年畢業的人數遠遠滿足不了市場的需求，因此加大相關專業人才的培養力度是各大高校的當務之急。針對這種市場需求，我校電子信息工程專業電子方向致力于培養基礎知識扎實，工程實踐動手能力強的集成電路設計人才[1]。
針對集成電路設計課程體系，進行課程教學改革。教學改革的核心是教學課程體系的改革，包括理論教學內容改革和實踐教學環節改革，旨在改進教學方法，提高教學質量，現已做了大量的實際工作，取得了一定的教學成效。改革以集成電路設計流程為主線，通過對主流集成電路開發工具Tanner Pro EDA設計工具的學習和使用，讓學生掌握現代設計思想和方法，理論與實踐并重，熟悉從系統建模到芯片版圖設計的全過程，培養學生具備從簡單的電路設計到復雜電子系統設計的能力，具備進行集成電路設計的基本專業知識和技能。
1 理論教學內容的改革
集成電路設計課程的主要內容包括半導體材料、半導體制造工藝、半導體器件原理、模擬電路設計、數字電路設計、版圖設計及Tanner EDA工具等內容，涉及到集成電路從選材到制造的不同階段。傳統的理論課程教學方式，以教師講解為主，板書教學，但由于課程所具有的獨特性，在介紹半導體材料和半導體工藝時，主要靠教師的描述，不直觀形象，因此引進計算機輔助教學。計算機輔助教學是對傳統教學的補充和完善，以多媒體教學為主，結合板書教學，以圖片形式展現各種形態的半導體材料，以動畫的形式播放集成電路的制造工藝流程，每一種基本電路結構都給出其典型的版圖照片，使學生對集成電路建立直觀的感性認識，充分激發教師和學生在教學活動中的主動性和互動性，提高教學效率和教學質量。
2 實踐教學內容的改革
實踐教學的目的是依托主流的集成電路設計實驗平臺，讓學生初步掌握集成電路設計流程和基本的集成電路設計能力，為今后走上工作崗位打下堅實的基礎。傳統的教學方式是老師提前編好實驗指導書，學生按照實驗指導書的要求，一步步來完成實驗。傳統的實驗方式不能很好調動學生的積極性，再加上考核方式比較單一，學生對集成電路設計的概念和流程比較模糊，為了打破這種局面，實踐環節采用與企業密切相關的工程項目來完成。項目化實踐環節可以充分發揮學生的主動性，使學生能夠積極參與到教學當中，從而更好的完成教學目標，同時也能夠增強學生的工程意識和合作意識。
實踐環節選取CMOS帶隙基準電壓源作為本次實踐教學的項目。該項目來源于企業，是數模轉換器和模數轉換器的一個重要的組成模塊。本項目從電路設計、電路仿真、版圖設計、版圖驗證等流程對學生做全面的訓練，使學生對集成電路設計流程有深刻的認識。學生要理解CMOS帶隙基準電壓源的原理，參與到整個設計過程中，對整個電路進行仿真測試，驗證其功能的正確性，然后進行各個元件的設計及布局布線，最后對版圖進行了規則檢查和一致性檢查，完成整個電路的版圖設計和版圖原理圖比對，生成GDS II文件用于后續流片[2]。
CMOS帶隙基準電壓源設計項目可分為四個部分啟動電路、提供偏置電路、運算放大器和帶隙基準的核心電路部分。電路設計可由以下步驟來完成：
1）子功能塊電路設計及仿真；
2）整體電路參數調整及優化；
3）基本元器件NMOS/PMOS的版圖；
4）基本單元與電路的版圖；
5）子功能塊版圖設計和整體版圖設計；
6）電路設計與版圖設計比對。
在整個項目化教學過程，參照企業項目合作模式將學生分為4個項目小組，每個小組完成一部分電路設計及版圖設計，每個小組推選一名專業能力較強且具有一定組織能力的同學擔任組長對小組進行管理。這樣做可以在培養學生設計能力的同時，加強學生的團隊合作意識。在整個項目設計過程中，以學生探索和討論為主，教師起引導作用，給學生合理的建議，引導學生找出解決問題的方法。項目完成后，根據項目實施情況對學生進行考核，實現應用型人才培養的目標。
3 教學改革效果與創新
理論教學改革采用計算機輔助教學，以多媒體教學為主，結合板書教學，對集成電路材料和工藝有直觀感性的認識，學生的課堂效率明顯提高，課堂氣氛活躍，師生互動融洽。實踐環節改革通過項目化教學方式，學生對該課程的學習興趣明顯提高，設計目標明確，在設計過程中學會了查找文獻資料，學會與人交流，溝通的能力也得到提高。同時項目化教學方式使學生對集成電路的設計特點及設計流程有了整體的認識和把握，對元件的版圖設計流程有了一定的認識。學生已經初步掌握了集成電路的設計方法，但要達到較高的設計水平，設計出性能良好的器件，還需要在以后的工作中不斷總結經驗[3]。
4 存在問題及今后改進方向
集成電路設計課程改革雖然取得了一定的成果，但仍存在一些問題：由于微電子技術發展速度很快，最新的行業技術在課堂教學中體現較少；學生實踐能力不高，動手能力不強。
針對上述問題，我們提出如下解決方法：
1）在課堂教學中及時引進行業最新發展趨勢和（下轉第220頁）（上接第235頁）技術，使學生能夠及時接觸到行業前沿知識，增加與企業的合作；
2）加大實驗室開放力度，建立一個開放的實驗室供學生在課余時間自由使用，為學生提供實踐機會，并且鼓勵能力較強的學生參與到教師研項目當中。
【參考文獻】
[1]段吉海.“半導體集成電路”課程建設與教學實踐[J].電氣電子教學學報，2007，05（29）.
【關鍵詞】高頻電子線路；工程應用；教學
1引言
“高頻電子線路”是電子信息工程及通信工程專業的重要技術基礎課程。讓學生學習“高頻電子線路”的目的是培養學生開發優化無線電通信技術的能力。在實際的教學工作中，不少學生反映“高頻電子線路”課程的學習難度較大，因此筆者在下文中就“高頻電子線路”教改工作提出一些實質性的建議。
2仿真電子
經驗表明，若希望能最為有效地完成二極管功率放大、二極管調頻及發射綜合電路設計工作，則必須在電路設計過程中對各級功能電路的相關性能指標進行認真、合理的分析，并且要做好關于各類電子元器件參數的計算工作，如此方能最大程度地提升電路調試的成功率。在初步設置好各類參數后，由于高頻電子線路復雜程度高、回路信號頻率相對較高，因此仿真運算的運算量將十分龐大，參量優化工作的難度極高。部分設計者在電路調試過程中，由于OrCAD所提供的Probe板塊能夠非常有效方便地確定相關測量點信號的波形是否存有失真現象，在斷定某個測量點波形發生失真后可重復性地對各類元器件參數進行優化。應當看到，綜合電路的調試工作具有較高的難度，并且一般需要耗費大量的時間，電路設計人員必須要明確這一點。通常情況下，如果綜合電路中某一個測量點的性能不能滿足相關的規范標準，則會對整個電路造成巨大的影響。筆者認為，為了最為有效地提升線路設計工作的效率，應當由每一功能分立級電路的獨立性設計工作開始，隨之開展一級級的關聯優化工作，這是因為與低頻電子線路相較，高頻電子線路的預算量更為龐大且呈高量級變化，與此同時，在設計高頻電子線路的過程中要注意照顧到各類元器件及接線分布阻抗。
3“高頻電子線路”實驗
（1）列出5個與調頻發射接收模塊、調幅發射接收模塊相關的實驗主題，選擇其中一個實驗主題來開展相應的實驗工作。（2）依據相關實驗指導書指定的步驟來開展驗證性的實驗工作，對電路的各項參數的含義及組成要素進行了解與理解，基于此得出有關的實驗結果，隨后將電路創新型設計及復原設計的任務交給學生。（3）依照已設計完畢的電路對電子元器件的型號加以明確，盡快地制定相應的元器件清單，參閱清單后將購買清單中電子元器件的任務交給學生，如此能夠促使學生主動地查閱相關資料，提升學生的動手能力。（4）在電路焊接工作結束后開展電路測試工作，目的是獲得相應的實驗數據。在獲得實驗數據后將其與由驗證性實驗獲得的數據進行比較分析。應當對兩種數據的誤差進行計算，并盡快確定誤差存在的具體原因。
4高頻電路仿真實驗的實現
高頻電子線路仿真實驗對于高頻電路教學工作具有重要的現實意義，因此要做好高頻電子線路的仿真實驗設計工作，從而提升高頻電子線路教學工作的質量與效率，具體操作如下：
4.1模擬通信系統仿真實驗
就目前狀況而言，SMULNK工具能夠較為便利地將相關數學模型轉化為軟件模型，從而開展動態仿真工作。依據有關的模擬通信系統的數學模型，構建包含接收、發射在內的通信系統并開展控制界面的設計工作。在界面上除了可以選擇各類調制模式，還能設置所選擇的調制方式的觀測波形及相應的參數。顯示存儲波形及存儲當前波形數據等功能能夠用來對比參數改變時波形的變化，在對比過程中，學生能進一步強化不同參數對系統影響的認識?？梢钥吹?，控制界面的設計能夠最大程度地提升系統的可操作性及可視性。
4.2電路仿真實驗
就目前而言，PSPICE是最優秀的通用電路模擬軟件，其被廣泛應用于高頻電子線路教學工作之中。下文將重點介紹PSPICE軟件在高頻電子線路仿真實驗中的應用：4.2.1發射機電路的仿真實驗在發射機電路仿真實驗過程中，應當做好發射機系統層次原理圖的構建工作，圖1即為發射系統層次原理圖。對原理圖中每個組成框圖進行雙擊即可看到構成此框圖的電路圖。筆者以載波發生器的電路仿真實驗為例（見圖2），在實驗過程中對此種電路開展仿真分析工作。依據仿真基極偏置電阻變化時，相關晶體管發射極電流的變化曲線來展開仿真實驗設計工作，在電路設計過程中，結合上述變化曲線來確定最佳的靜態偏置電阻值。此外，應當了解反饋系數對振搗器起振時間的具體影響。在實際操作過程中，需要結合所取電容的不同數值來對比反饋系數對起振時間的變化規律。最后，借助PSPICE軟件的傅里葉分析功能來對輸出信號的頻譜進行觀測。4.2.2接收機電路的仿真實驗應當看到，針對接收機的仿真實驗一般針對二極管包絡檢波器檢波失真及小信號調諧放大器的性能來設計。圖3即為小信號調諧放大器的仿真電路圖。筆者在獲得電路的諧振曲線后，要求學生對仿真結果進行說明，例如分析當放大器輸入信號的幅度趨向過大狀態時，會有何種現象發生？
5結語
“高頻電子線路”是一門知識點較多、難度較大的課程，學生學習起來較為吃力。做好“高頻電子線路”在課程教學研究中的應用工作極為必要，通過創新課程教學方法與優化考核機制能夠培養出適應工程應用背景的通信人才，從而促進通信工程行業的長足進步。
參考文獻
[1]周鋒.“高頻電子線路”理論課內嵌實驗的探討[J].電氣電子教學學報,2016(03).
[2]盧林菊.《高頻電子線路》教學模式與方法改革[J].現代企業教育,2014(02).
【關鍵詞】高頻電子線路 工程應用 教學
1 引言
“高頻電子線路”是電子信息工程及通信工程專業的重要技術基礎課程。讓學生學習“高頻電子線路”的目的是培養學生開發優化無線電通信技術的能力。在實際的教學工作中，不少學生反映“高頻電子線路”課程的學習難度較大，因此筆者在下文中就“高頻電子線路”教改工作提出一些實質性的建議。
2 仿真電子
經驗表明，若希望能最為有效地完成二極管功率放大、二極管調頻及發射綜合電路設計工作，則必須在電路設計過程中對各級功能電路的相關性能指標進行認真、合理的分析，并且要做好關于各類電子元器件參數的計算工作，如此方能最大程度地提升電路調試的成功率。
在初步設置好各類參數后，由于高頻電子線路復雜程度高、回路信號頻率相對較高，因此仿真運算的運算量將十分龐大，參量優化工作的難度極高。部分設計者在電路調試過程中，由于OrCAD所提供的Probe板K能夠非常有效方便地確定相關測量點信號的波形是否存有失真現象，在斷定某個測量點波形發生失真后可重復性地對各類元器件參數進行優化。應當看到，綜合電路的調試工作具有較高的難度，并且一般需要耗費大量的時間，電路設計人員必須要明確這一點。通常情況下，如果綜合電路中某一個測量點的性能不能滿足相關的規范標準，則會對整個電路造成巨大的影響。筆者認為，為了最為有效地提升線路設計工作的效率，應當由每一功能分立級電路的獨立性設計工作開始，隨之開展一級級的關聯優化工作 ，這是因為與低頻電子線路相較，高頻電子線路的預算量更為龐大且呈高量級變化，與此同時，在設計高頻電子線路的過程中要注意照顧到各類元器件及接線分布阻抗。
3 “高頻電子線路”實驗
（1）列出5個與調頻發射接收模塊、調幅發射接收模塊相關的實驗主題，選擇其中一個實驗主題來開展相應的實驗工作。
（2）依據相關實驗指導書指定的步驟來開展驗證性的實驗工作，對電路的各項參數的含義及組成要素進行了解與理解，基于此得出有關的實驗結果，隨后將電路創新型設計及復原設計的任務交給學生。
（3）依照已設計完畢的電路對電子元器件的型號加以明確，盡快地制定相應的元器件清單，參閱清單后將購買清單中電子元器件的任務交給學生，如此能夠促使學生主動地查閱相關資料，提升學生的動手能力。
（4）在電路焊接工作結束后開展電路測試工作，目的是獲得相應的實驗數據。在獲得實驗數據后將其與由驗證性實驗獲得的數據進行比較分析。應當對兩種數據的誤差進行計算，并盡快確定誤差存在的具體原因。
4 高頻電路仿真實驗的實現
高頻電子線路仿真實驗對于高頻電路教學工作具有重要的現實意義，因此要做好高頻電子線路的仿真實驗設計工作，從而提升高頻電子線路教學工作的質量與效率，具體操作如下：
4.1 模擬通信系統仿真實驗
就目前狀況而言，SMULNK工具能夠較為便利地將相關數學模型轉化為軟件模型，從而開展動態仿真工作。依據有關的模擬通信系統的數學模型，構建包含接收、發射在內的通信系統并開展控制界面的設計工作。在界面上除了可以選擇各類調制模式，還能設置所選擇的調制方式的觀測波形及相應的參數。顯示存儲波形及存儲當前波形數據等功能能夠用來對比參數改變時波形的變化，在對比過程中，學生能進一步強化不同參數對系統影響的認識?？梢钥吹?，控制界面的設計能夠最大程度地提升系統的可操作性及可視性。
4.2 電路仿真實驗
就目前而言，PSPICE是最優秀的通用電路模擬軟件，其被廣泛應用于高頻電子線路教學工作之中。下文將重點介紹PSPICE軟件在高頻電子線路仿真實驗中的應用：
4.2.1 發射機電路的仿真實驗
在發射機電路仿真實驗過程中，應當做好發射機系統層次原理圖的構建工作，圖1即為發射系統層次原理圖。對原理圖中每個組成框圖進行雙擊即可看到構成此框圖的電路圖。筆者以載波發生器的電路仿真實驗為例（見圖2），在實驗過程中對此種電路開展仿真分析工作。
依據仿真基極偏置電阻變化時，相關晶體管發射極電流的變化曲線來展開仿真實驗設計工作，在電路設計過程中，結合上述變化曲線來確定最佳的靜態偏置電阻值。
此外，應當了解反饋系數對振搗器起振時間的具體影響。在實際操作過程中，需要結合所取電容的不同數值來對比反饋系數對起振時間的變化規律。最后，借助PSPICE軟件的傅里葉分析功能來對輸出信號的頻譜進行觀測。
4.2.2 接收機電路的仿真實驗
應當看到，針對接收機的仿真實驗一般針對二極管包絡檢波器檢波失真及小信號調諧放大器的性能來設計。圖3即為小信號調諧放大器的仿真電路圖。筆者在獲得電路的諧振曲線后，要求學生對仿真結果進行說明，例如分析當放大器輸入信號的幅度趨向過大狀態時，會有何種現象發生？
5 結語
“高頻電子線路”是一門知識點較多、難度較大的課程，學生學習起來較為吃力。做好“高頻電子線路”在課程教學研究中的應用工作極為必要，通過創新課程教學方法與優化考核機制能夠培養出適應工程應用背景的通信人才，從而促進通信工程行業的長足進步。
參考文獻
[1]周鋒.“高頻電子線路”理論課內嵌實驗的探討[J].電氣電子教學學報，2016（03）.
[2]盧林菊.《高頻電子線路》教學模式與方法改革[J].現代企業教育，2014（02）.
[3]鄭運剛，蘇熠.高職院?！陡哳l電子線路》課程教學改革的探討[J].科技信息，2013（16）.
作者簡介
梁韶華（1967-），女 ，廣西壯族自治區欽州市人。理學碩士。職稱：講師。研究方向為電路系統及電子技術應用、無線遙控、高等教育等。
