時間：2023-05-29 17:39:14
開篇：寫作不僅是一種記錄，更是一種創造，它讓我們能夠捕捉那些稍縱即逝的靈感，將它們永久地定格在紙上。下面是小編精心整理的12篇電壓比較器，希望這些內容能成為您創作過程中的良師益友，陪伴您不斷探索和進步。
幸運的是，當8位單片機開始不斷涉足更多的混合信號應用時，越來越多具有模擬背景的設計人員開始使用單片機。這些采用混合信號單片機的設計人員非常熟悉電壓比較器的靈活性和功能，便著手發掘其潛能。使用片上電壓比較器的應用不斷涌現，包括傳感器輸出的模擬信號到數字信號的轉換、邏輯門、放大器以及電源轉換。
遺憾的是，混合信號單片機設計人員的人數尚不足以有效推廣電壓比較器。因此，本文旨在使設計人員認識到不起眼的片上電壓比較器可能給混合信號應用帶來的價值。全面探討這個主題需要數百頁的篇幅，我們將盡量多地選取一些可能的應用進行闡述。
我們首先將討論傳感器數字轉換。大多數模擬傳感器會產生與其測量的環境因素成比例的阻值、電感或電容值的變化。熱敏電阻阻值的變化與溫度成比例，濕度傳感器改變其電容值，而某些接近傳感器甚至會改變自身的電感值。傳統的轉換方法先將電阻、電容或電感轉換為電壓，然后使用一個ADC將電壓轉換為數字值。但是，假使我們可以將傳感器的輸出直接轉換為數字值，又會怎樣?
利用不起眼的片內電壓比較器構建簡單的張弛振蕩器，可以將電阻、電容或電感轉換為可變的頻率，然后使用定時器外設來測量該頻率。圖l顯示了兩個簡單的振蕩器電路。除了簡單這一顯而易見的優點外，兩個電路由于自身會對輸入信號求平均，因而具有一定的噪聲抑制能力。不過，其分辨率還由采樣時間決定。
在兩個電路中，電阻Rl、R2和HR3提供滯回電壓，根據比較器的輸出狀態來調節比較器跳變電平的大小。左邊電路中的R4和L1與右邊電路中的R4和C1作用相同，用于設置工作頻率。通過用適當的阻性、容性或感性傳感器替換R4、C1或L1，就能構建一個頻率可隨傳感器輸出值變化的變頻振蕩器。然后使用TimerO和Timerl將頻率轉換為數字值。Timerl的計數頻率與振蕩器頻率相同，TimerO設置采樣周期。當TimerO溢出時，Timerl停止計數，它的當前值就是轉換的結果。
這一對內部定時器與少量的外部元件和一些軟件相結合，向設計人員提供了一種使用比較器測量電阻、電感或電容的簡便方法。設計人員只需延長Timerl的計數周期，就可以提高轉換器的分辨率。
此外，大多數帶有片上比較器的新型單片機在比較器的反相輸入端上有一個2選1或4選1的模擬多路開關。只需給每個傳感器添加一個電阻R4，然后將傳感器／電阻的接點連接到多路開關的各個輸入端，設計人員就能在多達4個傳感器中選擇轉換器的輸入。
構建邏輯門只不過是將二極管邏輯與一些電阻組合起來，以實現必需的邏輯功能。圖2給出了實現了邏輯“與(AND)”和邏輯“或(OR)”功能的簡單電路，以及略為復雜的邏輯“異或(XOR)”功能的電路。
圖2中，左邊的電路實現邏輯“與”和邏輯“或”功能。要實現邏輯“與”功能，選擇R3和R4的值，使得反相輸入端的電壓高于Vnn／2。要實現邏輯“或”功能，選擇可使反相輸入端的電壓略低于Vnn／2的值。(R1和R2的值應相等)。在邏輯“與”配置中，A和B兩個輸入端必須同為高電平以將同相輸入端的電壓拉高到VDD／2之上，才能使輸出變為高電平。在邏輯“或”配置中，A或B中必須至少有一個為高電平以將同相輸入端的電壓拉至VDD／2，才能拉高輸出電平。要構建邏輯“非與(NAND)”或“非或(NOR)”電路，只需將反相和同相輸入端交換即可。
圖2中，右邊的電路用于實現邏輯“異或”功能。如果A或B中有一個為低電平，那么反相輸入端將被鉗位在0.7V，若另一個輸入為高電平，就會產生高電平輸出。如果A和B均為高電平，那么同相輸入端的電壓將保持為略低于VDD，而反相輸入端被拉至VDD--導致輸出低電平。(注：對于任何邏輯電路，選定的電阻值應足夠大以使所有電流處于1～10mA范圍內，這樣比較器的輸出驅動電路才能容易地驅動邏輯)。
接下來，讓我們研究如何將比較器用做低頻運放。只需使用一個足夠低頻的低通濾波器來對脈沖鏈進行濾波，任何占空比可變的數字信號均可被轉換為直流電壓。要使用比較器來構建運放，我們將使用同樣的濾波器求平均功能來生成反饋和輸出電壓(見圖3)。
在同相電路中，R1和R2如同在常規運放電路中一樣，用于確定增益。C1和R3／C2充當濾波器對比較器輸出端的PWM數字信號求均值，并將求得的結果作為反饋的直流電平和電路的線性輸出。在反相電路中，R4和R5確定增益，C3和R6／C4充當平均濾波器將數字PwM信號轉換為線性電壓。注：在反相拓撲結構中，需要R7和R8來產生電路的虛擬地。
最后要講述的是開關電源電路。產生交變電源電壓的一種方法是產生由輸出反饋電壓門控的PwM開關信號。在該電路中，一個比較器產生斜坡波形，而另一個提供輸出電壓的反饋信號。圖4中的原理圖給出了使用兩個比較器的實現方案。
在該電路中，比較器U1a是一個脈沖發生器，與前面所述的將傳感器輸出轉換為數字信號的振蕩器類似，其工作頻率由R4、R5和C1決定。電路中R5的作用是確保C1上的充電電壓絕不會低于約1.5V。這一點非常重要，因為U1b通過將U1a的同相輸入端拉至約0. 7V來控制振蕩器的工作，使其停振。(注：振蕩器被設計為在關斷時將輸出拉為低電平，因此此時Q1也將處于截止狀態)。
當振蕩器運行時，Q1會定期導通，使得電流流過L1。當Q1截止時，流過L1的電流會使D3正偏，從而給C2充電，繼而抬高輸出電壓。c2上采樣得到的輸出電壓經過分壓后與D2上的正向電壓作比較。如果輸出電壓過高，U1會關斷振蕩器，C2會向負載放電，從而使輸出電壓降低。當輸出電壓跌落到所需電壓以下時，U1b的輸出就會變成高電平，振蕩器重新起振，將重新有電流流向C2。
關鍵詞:LM393比較器;單片機
中圖分類號:TP18文獻標識碼:A文章編號:1007-9599 (2010) 06-0000-01
Light-feel Smart Car Based on LM393
Gao Jiuchun,Wang Di,Yao Pei
(Southwest Transportation University,Chengdu611756,China)
Abstract:In this paper,hands to improve the capacity of the students designed and produced "National Undergraduate Electronic Design Contest,"the subject,and propose optimization.
Keywords:LM393 comparator;SCM
2003年大學生電子設計競賽有一智能電動車題目,以單片機為控制中心對小車進行實時的控制,使其沿著跑道上的黑線行駛,實現鐵片檢測,紅外避障功能,在光源的指引下,尋光進入車庫。實質是設計制作一個架構于模型車上的集光機電于一體的簡易智能控制系統。
對于該系統,我們可以將其分為幾個子控制模塊,即單片機控制模塊,光電傳感器循跡模塊,鐵片檢測計數模塊,紅外避障模塊,尋光模塊,電機驅動模塊和電源模塊。該設計中我們采用Atmel公司的AT89S52單片機,通過光電發射接收對管,集成鐵片金屬傳感器,光敏二極管等對小車的位置和狀態進行檢測,實現題目的要求。
經過對部分參賽選手作品所選元器件,算法的分析和篩選,可總結以下幾點:
一、選手大多采用ST178或ST188等紅外接收對管對路面的黑線進行檢測,由于跑道底色是白色,中間有一條約1.5cm的黑帶,白黑對光的反射率不同,所以接收管在黑色和白色上會接收到不同強度的反射光,從而轉化成不同的電信號,將該信號進行放大整形后輸入到單片機,由單片機控制電機轉速轉向。一般采用兩個或三個接收對管就能滿足比賽的要求,但經過實驗發現,如果只用兩三個傳感器在小車速度稍快時會有“出軌”的現象發生。對此,不妨參考飛思卡爾智能車的方案,多配置幾個紅外發射接收對管,確保小車不脫離跑道。
二、對于避障模塊,我們是用超聲波傳感器進行檢測,實踐過程中發現市場上集成紅外線傳感器即光電開關穩定性更好,電路更簡單,靈敏度更高。鐵片檢測也可以使用市售的金屬接近開關,如LJ12A3-4-Z/BY。
三、相對來說尋光環節最易出現問題,其模塊設計也是有很多種,主流思路是通過ADC0809將模擬信號轉為數字信號處理。我們發現通過模數轉換后的信號仍然需要進行比較后才能讓單片機發出相應的控制信號,如果將光敏二極管反饋回的模擬信號直接進行比較后產生的高低電平輸入到單片機可以更方便達到目的。對于比較器的選擇,我們選用LM393芯片,即尋光模塊的核心。
對于光信號采集,我們有較多選擇,如光敏二極管,光敏三極管等。光敏三極管反應更靈敏,但價格稍高,我們采用光敏二極管在有無光照的情況下電阻大幅變化的特性來完成采集。我們可能會忽略了自然光對其的影響導致怎么調試都不能穩定工作,如果給光敏二極管套上黑色的熱縮管,該情況便可得到改善。
我們采用將二極管和一定阻值的電阻串聯分壓的簡單電路,在有無光照的情況下輸出不同的電壓值到比較器進行分析處理,稱其為輸入電壓。將輸入電壓輸入至比較器后,需要產生一個與之進行比較的電壓,稱為基準電壓。LM393是單電源設計的雙電壓比較器,有八個引腳,采用雙列直插式封裝的LM393P。其中8腳接電源正,4腳接電源負,1腳2腳3腳分別為比較器A的輸出,反向輸入和正向輸入,5腳6腳7腳為比較器B的正向輸入,反向輸入和輸出。LM393P適用電壓范圍廣,也可用分離式電源,不受電源電壓值影響。LM393P的應用范圍很廣,可用于構建基本比較器電路,還可用LM393驅動CMOS的電路驅動和TTL的電路,低頻運算放大器等。尋光模塊是基本比較器電路的簡單應用,即如果其正向輸入電壓值比反向輸入的電壓值大,輸出VCC,正向輸入電壓值比反向輸入的電壓值小,輸出0。
雖然是基本比較器電路的應用,但仍有多種構架方案。而如何搭建電路決定于如何配置其正向反向輸入。我們將正向輸入定義為輸入電壓,通過電位器產生介入VCC與零之間的電壓,在調試前預先設置成2.5V即基準電壓,在光敏二極管沒有感受到光的情況下,輸入電壓小于基準電壓,比較器輸出為零。而一旦有二極管感受到光,輸入電壓高于2.5V,比較器輸出高電平。這個方案可以采用一個光敏二極管搭配一個比較器。為了保證任何時間位置都有二極管檢測到光信號,我們用五個光敏二極管分布呈180°的圓弧型進行尋光,五個二極管中,無論哪個檢測到光信號都會通過比較器給單片機發出高電平,單片機經過分析便可調整小車的轉向和速度。這種方案需要五個比較器,即三片LM393P。還有一方案,我們只要四個比較器即兩片393,讓五個二極管進行兩兩比較。先將二極管和比較器從左至右依次排開標號分別為1,2,3,4,5和a,b,c,d。設置中間的那個二極管即3的輸入為中間兩個比較器即b和c的基準電壓,而2和3的輸入則為b和c輸入電壓,實質即兩邊的和中間的比較,如果b和c都是低電平,則是3檢測到,b為高電平則2檢測到,c為高電平則4檢測到。同樣,我們再以2和4的輸入作為a和d基準電壓,1和5的輸入作為a和d的輸入電壓。當然a為高電平即1檢測到,d為高電平即5檢測到。故a,b,c,d分別對應1,2,4,5檢測到光信號,當a,b,c,d均為低電平是我們認為是3檢測到。顯然,這種比較方案較先前的那種更易出現不定狀態,就需要程序更好的判斷處理。實踐證明,在傳感器角度和程序算法均較合適的條件下,該方案還是相當穩定的。需注意的是393是集電極輸出,輸出端需要加一個上拉電阻,否則會沒有高電平輸出。
引言
ICE1QS01是英飛凌公司推出的一種輸出功率范圍從1W到300W，帶或不帶功率因數校正（PFC）的反激式變換器控制器。該控制器IC工作在準諧振模式，典型應用包括TV，VCR，DVD播放機，衛星接收機和筆記本電腦適配器等。
為了在輕載下降低功率消耗，ICE1QS01隨著負載的減小，其開關頻率逐步數字式地降至20kHz的最低值。同時，隨頻率降低保持準諧振模式。在從滿載到空載的整個負載范圍內，能夠平穩工作。當工作頻率降低時，IC的數字抗抖動電路可以消除過零信號的連續跳動，尤其是可以避免電視機中因偏轉引起的負載連續變化產生的抖動。為了減小功率MOSFET的開關應力，功率晶體管總是在最低的電壓上接通。電壓調整既可利用內部誤差放大器，也可利用外部光耦合器。由于采用新的初級調節方法，在變壓器控制繞組與控制輸入之間的外部整流電路，可用一個電壓分配器來取代。在待機模式下，IC自動進入突發模式，待機輸入功率遠低于1W。保護功能包括Vcc過壓/欠壓鎖定，主線電壓欠壓關斷和電流限制等。ICE1QS01的啟動電流僅約50μA，它是一種低功耗綠色SMPS芯片。
1 芯片的封裝與電路組成及其功能與工作原理
ICE1QS01采用P-DIP-8-4封裝，引腳排列如圖1所示。表1列出了各引腳的功能。
表1 引腳功能
引 腳
符 號
功 能 簡 述
1
N.C
未連接
2
PCS
初級電流模擬（simulation）輸入
3
RZI
調整與過零信號輸入
4
SRC
軟啟動和調整電容器連接端
5
OFC
過電壓故障比較器輸入
6
GND
地
7
OUT
MOSFET柵極驅動器輸出
8
VCC
電源電壓施加端
ICE1QS01芯片主要由比較器，觸發器和數字處理電路組成，具體如圖2所示。
在圖2所示的電路中，左上角部分為折彎點（foldbackpoint）校正單元。該部分電路的功能是在MOSFET導通期間，從腳RZI流出一個電流，電流源CS4提供的0.5mA的電流被扣除，所得到的電流I4乘以0.2（即為I3），被饋送到IC的PCS腳，從而增加PCS腳外部電容的充電電壓斜率。當AC線路電壓升高時，MOSFET的導通時間縮短，最大輸出功率保持不變。主線電壓通過Vcc偏置繞組并經連接在腳RZI上的一支電阻來檢測。
在腳RZI內部，門限電平5V和4.4V的比較器用于初級調整，門限電平1V和50mV的比較器分別是振鈴抑制時間比較器和過零信號比較器。
在圖2的右上角是計數器、定時器和比較器組成的數字頻率降低電路以及反相輸入端為VRM=4.8V與VRH=4.4V并帶VRH鎖定的比較器和反相輸入端VRL=3.5V并帶VRL鎖定的比較器。
在圖2的中央是軟啟動和通—斷（on－off）觸發器。軟啟動觸發器通過通—斷觸發器的上升沿（并利用沿檢測器ED1）置位。通—斷觸發器通過反相輸入端15V的比較器（圖2左下方）置位。該比較器上面是20V的Vcc過電壓比較器，下面是14.5V和9V的欠電壓比較器。IC腳PCS內部電阻R2連接一個開關，該開關由一個與門輸出控制，與門的輸入來自通—斷觸發器的輸出。在開關接通時，腳PCS外部電容放電到1.5V。當進入PCS腳的電流低于100μA時，在主線欠電壓比較器輸出產生一個低電平輸出信號。該輸出信號經一個與門和或門電路置位脈沖鎖定觸發器，與門的另一個輸入是接通時間觸發器的反相輸出。
位于圖2中間下方的是突發觸發器和脈沖鎖定觸發器。突發觸發器由IC腳SRC內的2V比較器輸出置位。突發觸發器的輸出，連接到脈沖鎖定觸發器的置位輸入。脈沖鎖定觸發器的輸出，影響接通時間觸發器的復位輸入。接通時間觸發器的輸出，連接到IC腳OUT內的輸出緩沖器。脈沖鎖定觸發器也可由20V的過電壓比較器置位。
IC腳SRC內部的電流源CS1為SRC腳外部電容器提供500μA的放電電流。與CS1并聯的電流源CS2，通過軟啟動觸發器激活。CS2的電流通過50ms定時器控制逐步改變，以此為軟啟動產生上升的調節電壓。
一個20kΩ的上控電阻R1下端在內部連接到SRC腳，上端通過開關連接到5V的參考電壓。該開關由一個觸發器的輸出控制，該觸發器通過接通時間觸發器的輸出下降沿置位，以產生振鈴抑制時間。接通時間觸發器由過零信號經過一個與門復位，該與門的另一個輸入是下部第二個觸發器的輸出。當RZ1腳上的脈沖高度超過4.4V的門限時，第二個觸發器置位。
在圖2右上部的數字頻率減小電路中，4位加/減（UP/DOWN）計數器的寄存數決定變壓器退磁后的過零信號數。過零信號計數器計數輸入過零信號，并由一個比較器檢測和放大。只要過零計數器存儲數與加/減計數器存儲數相等，比較器就發送一個輸出信號至接通時間觸發器，從而使功率MOSFET導通。為避免抖動，加/減計數器的存儲數僅在50ms定時器確定的每個50ms周期之后加1或減1改變，這種變化取于VRH和VRL鎖存狀態。如果兩個鎖存處于低態，計數器增加1。如果僅VRL鎖定置位，加/減計數器仍不變化。如果VRL和VRH被置位于高電平，加/減計數器減少1。在此之后VRH與VRL鎖定被復位。在接下來的50ms內，VRH與VRL鎖存將再次置位。當IC腳SRC上電壓VSRC<3.5V時，VRL鎖定置位，加/減計數器加1；當VSRC>4.4V時，VRH鎖定置位，加/減計數器減1。在一個大的負載跳躍這后，為能迅速調節到最大的功率電平上，只要VSRC>4.8V時，加/減計數器被置位到1（0001）。
圖2
2 應用與設計
2.1 應用實例與電路簡析
圖3是由ICE1QS01作控制器的200W高端電視機SMPS電路。該電路輸入AC90～264V，4路輸出電壓/電流分別為135V/0.75A，30V/1.2A，15V/0.5A和7V/1.2A。
連接于橋式整流器輸出與大容量濾波電容C07之間線路上的電感器L08，二極管D08以及在D08正極與功率開關S01漏極之間的電容C08，組成PFC電荷泵電路。其作用是與輸入端EMI濾波器一起，可在橋式整流器輸入端產生正弦波電流。ICE1QS01內集成低功率待機突發模式電路，可使待機輸入功率低于1W。在負載減小時，利用集成數字處理電路能使開關頻率逐步降低，并不產生任何抖動。當待機開關S1斷開時，參考二極管D60導通，輸出電壓V2調節值由齊納二極管D61確定。當ICE1QS01腳4上的VSRC低于2V時，集成在芯片上的突發模式電路啟動。在激活內部突發模式比較器后，柵極驅動輸出（OUT）切換到低電平，Vcc關閉門限由正常模式下的9V增加到14.5V。在突發模式期間，MOSFET導通時間至少為其最大導通時間的1/7。在突發之間的中斷時間（tbreake）縮短，輸出紋波通過跨越在AC主線輸入與二極管D26和D27接點之間的電容C21的一個附加充電電流而降低。
二極管D62為正常模式與待機突發模式之間的過渡狀態而加入。當待機開關S1閉合但輸出V2已經無載時，加入D62可保證在突發模式下的正常周期。當V2變低時，參考二極管D60被關斷。
ICE1QS01腳3外部電阻R38和R29充當變壓器脈沖的分壓器，腳3上的脈沖幅度約為4V。電容C29用作減小變壓器過沖。其腳2與DC干線電壓之間的電阻R22決定欠電壓鎖定門限。R22與電容C22相結合，可固定最大可能輸出功率。
圖3
2.2 主要元件選擇
2.2.1 變壓器設計要點
在圖3所示的應用電路中，變壓器T1的參量已基本標明。在此僅簡要敘述變壓器的計算公式。
首先，必須計算SMPS最大輸入功率。若SMPS最大輸出功率為Pout(max)，效率為η（通常取80％），最大輸入功率Pin(max)為
Pin(max)=Pout(max)/η （1）
在最低AC線路電壓VAC(min)下，SMPS初級平滑電容器（如圖3中的C07）上的DC電壓VDC(min)為
式中：Fhum=0.9，為初級電容器上100Hz電壓紋波系數；
VAC(min)在通用寬范圍AC供電線路下，通常為85V或90V。
在最高AC線路電壓VAC(max)（如264V）下，初級電容器上的最高DC電壓VDC(max)為
式中：Fcp為在初級電容器上的過電壓因數，當SMPS不帶PFC時，Fcp=1；若SMPS帶PFC，Fcp=1.1。
通過初級繞組的最大平均電流IP(max)可由式（4）計算。
IP(max)=Pin(max)/VDC(min) （4）
變壓器初級繞組匝數Np的計算公式為
式中：Vd(max)=600V，為MOSFET允許最高漏極電壓；
Bmax=300mT，為變壓器磁芯最大允許磁通密度；
Fos為初級繞組過沖因數，當不帶PFC時，Fos=1.3，當帶PFC時，Fos=1.8；
磁芯有效截面積Ae和參量AL，可以從根據Pin(max)選擇的變壓器提供的數據中查得。
每匝次級電壓Vts為
Vts=[Vd(max)-Vdc(max)]/NpFos （6）
MOSFET的最大漏極電流Id(max)為
MOSFET最大導通時間ton(max)和最大截止時間toff(max)分別可用式（8）和式（9）計算。
SMPS最低自由振蕩（freerunnign）頻率為
如果SMPS最低頻率fmin<20kHz，即進入可聞音頻范圍，應根據式（5）重新計算，Bmax取一個較低的值。
2.2.2 ICE1QS01各引腳外部主要元件的選擇考慮
對于圖3所示的應用電路，IC1（ICE1QS01）各引腳外部主要元件的選取依據如下。
1）IC1腳2（PCS）上的電阻R22與電容C22
當流入腳2的電流低于100μA時，內部主線欠壓保護電路啟動。在電容C07上的最低DC電壓VDC(min)根據式（2）取114V，于是R22=1.14MΩ，可取1MΩ標準電阻。
當R22選定之后，電容C22可根據式（11）計算。
C22=VDC(min)ton(max)/(R22×3.5V)（11）
2）腳3（RZ1）外部電阻R38，R29與電容C29
R38的計算公式為
R38=VDC(min)Nr/(Np×0.5mA)（12）
式中：Nr為變壓器（T1）調節繞組匝數。
當選取VDC(min)=114V，Nr=7匝和Np=
28匝時，R38=57kΩ，可?取56kΩ標準電阻。
R29與R38組成調整繞組感應電壓的分壓器。調整繞組感應電壓（正值）為15V，考慮到初級和次級調節，R29可根據式（13）和式（14）確定。
R29=R38/〔(15V/5V)－1〕（13）
R29=R38/〔(15V/4V)－1〕（14）
在R38=56kΩ下，R29取值范圍為20～28kΩ。
電容C29的計算公式為
C29=1000ns/R38（15）
據此，C29可選擇22PF的陶瓷電容器。適當選擇C29可在腳3得到令人滿意的電壓波形，保證MOSFET在最小的漏極電壓上導通。
3）腳4（SRC）上接地電容C28
接電容影響調整尤其是初級調整的速度，但不影響軟啟動速度（原因是內部數字軟啟動電路被激活）。C28通常選取1．5～10nF的容值。
4）腳7（OUT）外部MOSFET柵極電阻R35
選擇R35=33～100Ω，在MOSFET功率耗散與射頻噪聲（EMI）之間提供較理想的折衷方案。
5）腳8（VCC）外部阻容元件
電容C26容量選取33μF（25V）即可。若C26過大，啟動時間過長，并且突發頻率較低。
C27充當射頻濾波電容，可選取C27=100nF。
電阻R26可用于增加突發頻率，取值范圍為0～50Ω。R37充當射頻濾波元件并對Vcc起穩定作用，取值范圍為0～100Ω。
ICE1QS01腳5（OFC）不用接地。
關鍵詞：上電復位；帶隙基準；溫度系數；運算跨導放大器；激光調整
中圖分類號：TP368.1文獻標識碼：B
文章編號：1004 373X(2009)02 012 04
Design of Power－on Reset Chip with High Reliability
WANG Hanxiang,LI Fuhua,XIE Weiguo
(Electronics and Information Engineering,Soochow University,Suzhou,215021,China)
Abstract：Based on problem of the conditional Power－on Reset(PoR) is easy to fail when powering on again,a comparator structure is proposed,which is implemented by bandgap reference,resistance network and logic block.Reset timeout delay block is added to make it much more reliable.The function simulation by Hspice using 0.6 μmCdouble poly－N well CMOS process shows that when the circuit working under the supply voltage of 3.3 V,the threshold of supply voltage is 3.08 V and the reset timeout delay is set to 100 ms.The results demonstrate that the design can supply a stable and reliable PoR signal and be used to monitor power supplies in computers,microprocessors and portable equipment.
Keywords：power－on reset;bandgap;temperature coefficient;OTA;laser trimming
0 引 言
現代科技領域對電子產品性能的要求越來越高，微處理器系統的穩定性和抗干擾能力是電子工程師面臨的一大難題，電源監控技術就是解決這一難題的有效手段之一。上電時上電復位（Pow－on Reset,PoR）電路對數字電路中移位寄存器、D觸發器和計數器、模擬電路中的振蕩器、比較器等單元電路進行復位，保證電路在上電過程能正確啟動［1,2］。上電復位信號在電源電壓上升過程中一直保持低電平（有效復位電平），直到電源電壓穩定達到系統規定的正常工作電壓后轉變為高電平。
傳統上電復位電路是利用電容上的電壓不能突變，通過RC充電來實現。盡管 “充電箝位”電路可以改善上電沒有器件限制電容C充電的問題，但這種結構在二次上電時仍有可能出現失效［3］。在此基于比較器型復位電路［3］，設計了高精度的帶隙基準、比較器、用于門限設置及檢測的內部電阻網絡和復位延時電路，有效解決二次上電失效，具有高可靠性。
1 電路設計與分析
1.1 上電復位電路的結構和原理
為了解決傳統上電復位電路的二次上電可能出現錯誤的問題，這里基于比較器結構設計了精準的帶隙基準作為比較基準，其中電阻網絡用于設置和檢測電壓，采用延時電路減小電壓紋波的影響，提高了復位信號的可靠性，結構如圖1所示。在上電過程中，reset一直保持低電平，當電源電壓達到預設的閾值電壓后，采樣電壓高于基準電壓Vref，比較器輸出狀態改變，邏輯電路控制時鐘電路產生延時，100 ms后reset變為高電平，完成復位。
圖1 POR的系統框圖
1.2 偏置電路
精確的偏置電流是整個電路準確運行的基礎，因此設計一種與電源電壓無關的偏置電流I ［4］，如圖2所示，其中：
ИW1L1=KW2L2,W4L4=W3L3
VGS2－VGS1=IR1
I=12?μCOXW1L1(VGS1－Vth1)2
I=12?μCOXW2L2(VGS2－Vth2)2И
忽略體效應，聯解上式得：
ИI=2μCOXW2/L2?1R21(1－1K)2И
由上式可知偏置電流與電源電壓無關，但電阻具有溫度系數，為了減小偏置電路的溫度系數,電阻由正負溫度系數的電阻按比例串聯組成。poly2電阻為負溫度系數，而N阱電阻為正溫度系數，兩者結合可以實現零溫度系數。
圖2 偏置電路
圖2中M5~M7組成啟動電路，克服自偏置電路的零偏置點。NB，PB為偏置電流的鏡像電流，為帶隙基準、比較器電路和時鐘電路提供偏置。
1.3 帶隙基準電路
作為比較器的比較基準，其高穩定性是比較結果準確性的關鍵，因此設計了一種低溫度系數與電源電壓無關的帶隙基準［5－9］。帶隙基準由電源電壓產生穩定精確的Vref，能克服電源電壓的波動、溫度的變化以及工藝誤差等影響，輸出穩定的參考電壓。利用Veb和VT的溫度特性來進行溫度補償，實現零溫度系數。
圖3為帶隙基準電路結構圖，A，B點為運放的兩個輸入端，運放閉環，A，B兩點等電位。
ИI2=ΔVeb/R1
Vref=Veb2+I2(R1+R2)
ΔVeb=VTln(mn)
Vref=Veb2+VTln(mn)(R1+R2)/R1И
式中，m為R2與R3的比值；n為Q2 與Q1 的比值；Veb為負溫度系數；VT為正溫度系數。所以選擇合適的電阻比值和晶體管的面積比值，可以使輸出參考電壓獲得最小的溫度系數，當然電阻本身同樣具有溫度系數，但電阻以比值出現，可以忽略其影響。M1~M10構成運算跨導放大器［10］,C1為運放的相位補償，保證60°的相位裕度。
圖3 帶隙基準
1.4 比較器電路
比較器電路用于監測電源電壓變化，能比較的電平越低越好，即具有較高的靈敏度。因此采用經典的二級比較器［11］，它具有很高的開環增益，高于60 dB。合理設置差分輸入管M1，M2和電流鏡負載M3，M4的尺寸，保證了比較器低的失調電壓。選擇合適的尾電流大小，能提高壓擺率，優化比較器的響應速度。其高增益、低失調、快速度特性保證了比較器準確對電源電壓的監控。圖4中M1~M5為第一級；M6，M7為第二級；I1，I2為2個緩沖級。
圖4 比較器
1.5 時鐘電路
為了增加復位信號的可靠性，這里增加了復位延時。其主要由振蕩器和分頻器組成，如圖5所示。M1~M7和C1構成振蕩器，EN為使能信號。EN為低電平時，振蕩器開始工作，M5導通，M3，M4組成的電流源通過M5對電容C1充電；當電容上的電壓上升到施密特觸發器的V+時，施密特觸發器反相，M6導通，電容通過M1，M2構成的電流沉放電；當電容上的電壓下降到施密特觸發器的V_時，密特觸發器反相，M5導通，這樣周而復始，產生時鐘信號。
圖5 時鐘電路
t淶紿=C1(V+－V－)/I淶紿，
t諾紿=C1(V+－V－)/I諾紿，T=t淶紿+t諾紿
分頻器的作用是產生一定的延時來觸發復位信號，增加復位信號的可靠性。其主要由一串D觸發器構成的二分頻電路構成，NЪ抖分頻構成的延時為：
Иt┭郵豹=2N2T=2N-1TИ
1.6 采樣電路
采樣電路由電阻網絡實現，主要用于采集電源的變化。圖1中的R1和R2構成采樣電路，VCC_th為電源電壓的門限電壓，則：
ИVCC_det=VCCR2/(R1+R2)И
臨界點為：
ИVCC=VCC_th,VCC_det=VrefИ
因此：
ИR2/R1=Vref/(VCC_th－Vref)И
靜態電流為：
ИIq=VCCR1+R2И
考慮到靜態電流，要求采樣電阻阻值較大，一般2個采樣電阻（即R1，R2）需大于100 kΩ。用較小的等阻值的電阻串聯來提高精度，所以在版圖中設計一些被短接的預留電阻，并通過激光調整的方法或修改頂層金屬連線來調節電阻。電阻的高精度和良好的匹
配性保證了被采集電源信號的準確性。
2 電路仿真
利用0.6 μm的CMOS工藝模型和HSpice仿真器，對設計的PoR進行仿真和優化。以下為仿真的主要結果。
帶隙基準的正常啟動和精確性對PoR的準確工作至關重要。圖6是對帶隙基準啟動過程的仿真，圖中可見當電源上電過程中，帶隙基準電路正常啟動；圖7是Vref隨電源電壓VCC的變化特性，由圖可知，在電源電壓VCC變化范圍內(2.0~3.3 V),Vref僅有2.5 mV的變化。
圖6 帶隙基準的啟動
圖7 Vref隨電源電壓VCC的變化特性
圖8是對上電復位電路的上電、掉電和二次上電的仿真，圖中可以看出電源緩慢上電， reset一直保持低電平，當超過3.08 V后振蕩器開始工作，經過8個振蕩周期reset變為高電平。
圖8 POR上電、掉電、二次上電的仿真
電源電壓掉電低于3.08 V，reset變為低電平，再次上升達到電源閾值電壓8個振蕩周期后reset又變為高電平。仿真結果表明PoR具有高可靠性。為了減少仿真時間，本圖仿真采用的是16分頻器，而不是實際的100 ms延時。
3 版圖設計
作為設計與制造的紐帶，版圖的地位至關重要，模擬集成電路的性能很大程度受版圖因素的影響［12］。以下為版圖設計中的一些注意點：
（1） 該帶隙基準PNP管的面積比是8∶1，做成3∶3∶3的結構，將面積為1的管子置于中心，保證匹配性；
（2） 該設計與電阻密切相關，電阻的失配會產生誤差，將電阻做成叉指相間的形式，盡量減小電阻的不匹配；
（3） 運放的差動輸入對的失配會產生失配影響電路性能，將差動對做成十字交叉形式，保證其對稱性；
（4） 偏置電流要相對對稱，減小失配引入的誤差；
（5） 參考電壓要遠離跳變電壓，總體布局時考慮到應力因素，將匹配性要求高的電路盡量置于應力較小處。
4 結 語
設計了一種由精確的帶隙基準比較器，用于門限設置和檢測的內部電阻網絡等組成的上電復位，具有復位延時，可以準確可靠提供復位信號，還具有良好的性能，可廣泛用于處電腦、微控制器以及各種便攜式電子產品中，實現對系統電壓、電源電壓和電池的監控。
參考文獻
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---鎖相環路誕生于20世紀30年代。近年來，鎖相技術在通信、航天、測量、電視、原子能、電機控制等領域，能夠高性能地完成信號的提取、信號的跟蹤與同步，模擬和數字通信的調制與解調、頻率合成、濾波等功能，已經成為電子設備中常用的基本部件之一。為了便于調整，降低成本和提高可靠性，目前已有多種不同性能的集成鎖相環電路，主要分為模擬和數字兩種。
---數字鎖相芯片4046結構簡單，接線方便，功能擴展容易，在音頻發生器設計、鑒相、頻率合成、壓頻轉換等方面獲得廣泛應用。本文利用4046的鎖相和壓控振蕩原理，結合計數器的分頻功能，并通過計數和譯碼顯示測量不同汽缸汽車的轉速。 2 數字鎖相環4046的功能及在本設計中的應用
2.1 數字鎖相環4046功能簡介
---數字鎖相環4046包含兩個相位比較器，一個壓控振蕩器（VCO），一個源極跟隨器和齊納二極管。比較器有兩個共用信號輸入端，一個是輸入信號端，一個是比較信號輸入端，對于大幅值信號，可直接耦合到比較器輸入端，對于小幅值信號，可通過電容耦合到放大器上，再送給信號輸入端。
---相位比較器1是一個或門，產生相位差信號（相位比較器1輸出），并在壓控振蕩器的輸出信號中心頻率處保持90°相移不變。只要輸入信號和比較信號（占空比都為50%）的相位差保持恒定，壓控振蕩器輸出信號的中心頻率就跟蹤輸入信號的頻率，這也是鎖相環鎖相的本質。
---相位比較器2是邊緣觸發的數字存儲網絡，產生相位差信號（相位比較器2輸出）和鎖定信號（相位脈沖輸出），并在壓控振蕩器的輸出信號中心頻率處保持0°相移不變。只要輸入信號和比較信號（與占空比無關）的相位差保持恒定，壓控振蕩器輸出信號的中心頻率就跟蹤輸入信號的頻率。
---壓控振蕩器（VCO）產生的信號從VCO OUT 輸出，振蕩頻率由壓控振蕩器輸入信號（VCO IN）和6、7管腳間的電容和11、12管腳上接的電阻共同確定，當外圍參數確定后，振蕩頻率的大小與壓控振蕩器輸入信號成線性關系。
---源極跟隨器通過外接10kΩ以上的電阻接地。當INHIBIT 輸入端信號為高電平時，就會屏蔽壓控振蕩器和源極跟隨器來減小功耗。齊納二極管主要起穩壓作用。
---4046有以下主要特點：
---(1) 較寬的電源電壓范圍（3.0～18V）；
---(2) 低功耗（70μA）；
---(3) 振蕩頻率高且穩定（1.3MHz）；
---(4) 頻率溫度漂移小；
---(5) VCO輸出線性好（<1%）。
2.1 數字鎖相環4046在本設計中的應用
---本設計中，傳感器采集汽車打火系統中的電火花信號，此信號經過限幅、濾波、穩壓，送給電壓比較器的同相輸入端，與反相輸入端的恒定電壓值進行比較，輸出信號為矩形脈沖，高電平為運算放大器的電源電壓值。經過處理后的信號送給數字鎖相環4046的輸入信號端口，采用4046的第二相位比較器，當輸出信號（4管腳）的相位與輸入信號的相位差恒定時，輸出信號頻率為輸入信號頻率的整數倍。頻率大小取決于相位比較器的輸出信號經低通濾波處理后的電壓和6、7管腳間的電容和11、12管腳上外接的電阻的大小。
3 測量汽車轉速的設計電路實現
---對于4缸、6缸和8缸汽車發動機，為了得到統一的轉速計算公式，需要對4046的輸出信號進行不同的分頻。對于4缸汽車發動機來說，4046的輸出信號要經過6分頻，對于6缸汽車發動機來說，4046的輸出信號要經過4分頻，對于8缸汽車發動機來說，4046的輸出信號要經過3分頻。而計數器具有分頻功能，本設計中選用具有可變計數器功能的CMOS芯片4018。只要把4018芯片的6管腳接到1管腳DATA端，就構成6進制計數器，對輸入時鐘信號進行6分頻；只要把4018芯片的4管腳接到1管腳DATA端，就構成四進制計數器，對輸入時鐘信號進行4分頻；把第4和第5管腳經相與后再接到1管腳DATA端，就構成三進制計數器，對輸入時鐘信號進行3分頻；采用一個多路開關就可實現對不同汽缸汽車的轉速測量。
---4046的輸出信號經計數器計數，數據鎖存后，送給譯碼電路，譯碼輸出驅動共陰極發光二極管，直接顯示測量結果。
---整個測量系統可用以下原理框圖表示。
4 關鍵設計環節的仿真
---本設計的關鍵環節是數字鎖相環4046的鎖相和壓控振蕩功能以及可變計數器4018的分頻功能。電路設計與制版軟件Protel 99內含一個功能強大的模/數混合信號仿真器，可進行瞬態分析， 顯示電路節點的波形，從而驗證設計的可行性?？衫么塑浖姆抡婀δ軄矸治?018和4046的功能以及在本設計中的應用。
4.1 4018的分頻功能仿真
4.1.1 6分頻的實現
---由以上分析可知道，只要把4018的6管腳輸出接到1管腳DATA端，4018就成為六進制計數器，電路連接如圖3所示。
---仿真時，在4018的時鐘CLK端加上頻率為1MHz的方波信號，觀察輸入信號Ui和輸出信號Uo，波形圖如圖4所示，用軟件所帶測量光標測量兩個信號的頻率，Ui的頻率恰為Uo的頻率的6倍，用4018成功地實現了輸入信號的6分頻。
4.1.2 4分頻與3分頻的實現
---只要把4018芯片的4管腳接到1管腳DATA端，就可對輸入時鐘信號進行4分頻，把第4和第5管腳相與后再接到1管腳DATA端，就可對輸入時鐘信號進行3分頻，相應的電路連接圖和仿真波形不再贅述。
4.2 4046的鎖相功能和壓控振蕩功能仿真
4.2.1 4046的鎖相功能仿真
---4046內部有兩個相位比較器，本設計中使用相位比較器2，把信號輸入端（14管腳）的信號與比較輸入端（3管腳）的信號進行相位比較，將相位差轉化為脈沖信號輸出，此信號經過低通濾波器濾波，作為壓控振蕩器的輸入信號，只要14管腳和3管腳的信號相位差恒定，壓控振蕩器的輸入信號就為定值，壓控振蕩器的輸出信號頻率就為14管腳信號頻率的倍數。實際電路連接圖如圖5所示。
---圖5中，經傳感器采集并預處理過的信號從信號輸入端（14管腳）輸入，壓控振蕩器的輸出信號（4管腳）經4018分頻后反饋至比較信號輸入端（3管腳），鑒相后的信號從相位比較器2（13管腳）輸出，此信號經低通濾波處理后送給壓控振蕩器輸入端（9管腳），輸出信號頻率由壓控振蕩器輸入信號和6、7管腳間的電容C1和11、12管腳上的電阻R1、R2決定。
---對4046的鎖相功能進行仿真時，從14管腳輸入頻率為60Hz，高電平為電源電壓（10V），占空比為1/4的矩形波信號，從3管腳輸入頻率為60Hz，高電平為電源電壓（10V），占空比為1/2的矩形波信號，二者的相位差是恒定的，從相位比較器2輸出的信號濾波后成為直流信號，送給壓控振蕩器輸入端，相應的仿真波形圖如圖6所示。
---由上圖可以看出，當輸入信號和比較信號的相位差保持恒定時，鑒相后的信號經低通濾波處理后為直流信號，此信號控制壓控振蕩器的輸出信號頻率。
4.2.2 4046的壓控振蕩功能仿真
---當外圍參數確定后，4046的壓控振蕩器輸出信號頻率取決于VCO IN端的直流信號大小。通過設置不同的輸入直流信號電壓，觀察輸出信號波形。所采用的電路連接圖如圖7所示。
---分別給VCO IN端加上1.0～7.0V的直流電壓，觀察VCO OUT端的輸出信號波形，所得波形圖如圖8所示。
---通過測量光標測量各輸出信號的周期，再轉換成頻率，所得波形頻率與輸入直流電壓的關系如表1所示。
---通過以上波形顯示和測量數據可以得出以下結論，壓控振蕩器的輸出信號頻率與輸入電壓具有很好的線性關系，輸出信號頻率超出音頻范圍。
【關鍵詞】Logidyn D；供電電源；基準電壓
1.引言
衡鋼89分廠連軋機、張減機核心傳動均采用Logidyn D控制，然而在使用中多次因Logidyn D供電電源不穩定，造成熱軋線全線停機，有時甚至造成直流傳動系統Logidyn D的TCU、DCS、通訊板等核心部件全部燒毀，直接經濟損失達100多萬元。為防止此類事故再次發生，我們對Logidyn D的供電電源設計制作了一套保護系統。
2.系統分析設計
Logidyn D對供電電源的穩定性要求相當高，正常工作電壓為5V,允許波動的范圍為4.8V-6V，當超出正常工作電壓的20%(6V)時會燒壞所有TCU、通訊板等；低于4.8V時會造成Logidyn D工作不穩定。
針對以上情況，為保護Logidyn D核心部件，我們設計了一套Logidyn D電源的保護系統，以防止5V電壓的突然升高而損壞Logidyn D的核心部件。
3.系統工作原理
3.1 系統構成方框圖與原理圖
3.2 系統工作原理
(1)B為220V/15V變壓器，經Z橋式整流、穩壓塊7812輸出電壓為直流12V，C1、C2、C3、C4為濾波電容。
(2)穩壓塊7812輸出的12V的直流電壓，經過電阻R1、R2分壓，在比較器LM339的反相輸入端V1提供5.57V的基準電壓，被檢測的電壓經輸入電阻R3加在比較器LM339的同相輸入端V2。
(3)K為屏蔽啟用開關，連接a啟用監控、連接b作屏蔽。正常工作時比較器輸入端電壓V1>V2，輸出端電壓Vo為低電平0V，一旦V2>V1（被檢測的電壓高于基準電壓）時，比較器輸出電壓Vo翻轉為高電平12V，12V電壓經過D5反饋作用于比較器LM339同相輸入端，使V2>V1恒成立，從而鎖定比較器LM339輸出電壓為12V，直至確認故障停電復位后才恢復。
(4)當Vo＝0V時，三極管S8050截止，線圈J1、J2失電常閉，保證直流穩壓電源交流側220V正常供電，一旦V2>V1（被檢測的電壓高于基準電壓）時，這時Vo＝12V，此時三極管S8050導通，線圈J1、J2同時得電相應常閉觸點J1、J2斷開從而切斷主電源，同時R9、D4線路接通，紅色發光二極管D4閃爍，作報警指示。故當直流5V電壓異常而高于5.57V的基準電壓時因為有了可靠的雙重保護，故不會損壞Logidyn D的核心部件。
(5)因為考慮到由于J1線川的意外損壞，或者其觸點粘死的可能性還是存在的，故此電路中增加了與J1功能完全一樣的J2，當直流5V電壓異常而高于5.57V的基準電壓時因為有了J1、J2的雙重保護，故能可靠切斷主電源而保護Logidyn D的核心部件。
(6)圖中D3為續流二極管，為線川J1、J2釋放能量提供回路。
3.3 防止5V電壓低于4.8V的措施
因為LOGIDYN系統DC5V供電低于4.8V時會造成Logidyn D工作不穩定，故我們采取了如下措施：
(1)LOGIDYN系統DC5V供電電流達到30A，所以我們將線路重新設計與布置，盡可能的縮短線路以減少線路壓降。
(2)增大線徑，將原來6mm2的線換成10mm2的線，以進一步減少線路壓降。
(3)在交流220V電源側增加一臺UPS穩壓電源，能有效的保證直流5V電壓的精度。
3.4 防干擾措施
在設計以上保護電路中，我們重點考慮了2個技術問題：A：能可靠動作而切斷主電源（設計了D5反饋自鎖電路與J1、J2雙重保護電路）B：保證5.57V基準電壓的精度與采取防干擾措施防止LM339誤動作：
如果出現誤動作會造成連軋機卡軋等事故。故我們在電路中采取以下措施：
(1)在穩壓塊7812前后都設計了濾波電容C1、C2、C3、C4以保證直流12V的質量與提高抗干擾性能；選用了性能較好的電阻R1、R2從而保證了5.57V基準電壓的精度；
(2)在比較器LM339的同相輸入端設計了濾波電容C5（0.1uf），以提高LM339抗干擾性能，防止出現誤動作而造成事故。
4.結束語
調試過程中，在系統的直流電源側人為加入干擾，電路中的接觸器J1與J2都能夠在很短的時間內動作，斷開220V輸入電源，對電源的突升起到了雙重保護的作用，即切斷主電源。
經過多次反復調試，每次都能順利啟動保護動作，實驗驗證了該裝備的可靠性。目前該裝置已在89分廠投入使用一年多，未出現LOGIDYN工作不穩定，或燒壞LOGIDYN核心部件的事件。
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摘要：介紹了高頻開關電源的控制電路和并聯均流系統?？刂齐娐凡捎肨L494脈寬調制控制器來產生PWM脈沖，用軟件的方式實現多電源并聯運行時達到均流的方法。
關鍵詞：開關電源；脈寬調制；均流
引言
模塊化是開關電源的發展趨勢，并聯運行是電源產品大容量化的一個有效方案，可以通過設計N＋l冗余電源系統，實現容量擴展。本系統是多臺高頻開關電源（1000A/15V）智能模塊并聯，電源單元和監控單元均以AT89C51單片機為核心，電源單元的均流由監控單元來協調，監控單元既可以與各電源單元通信，也可以與PC通信，實現遠程監控。
1PWM控制電路
TL494是一種性能優良的脈寬調制控制器，TL494由5V基準電壓、振蕩器、誤差放大器、比較器、觸發器、輸出控制電路、輸出晶體管、空載時間電路構成。其主要引腳的功能為：
腳1和腳2分別為誤差比較放大器的同相輸入端和反相輸入端；
腳15和腳16分別為控制比較放大器的反相輸入端和同相輸入端；
腳3為控制比較放大器和誤差比較放大器的公共輸出端，輸出時表現為或輸出控制特性，也就是說在兩個放大器中，輸出幅度大者起作用；當腳3的電平變高時，TL494送出的驅動脈沖寬度變窄，當腳3電平變低時,驅動脈沖寬度變寬；
腳4為死區電平控制端，從腳4加入死區控制電壓可對驅動脈沖的最大寬度進行控制，使其不超過180°，這樣可以保護開關電源電路中的三極管。
振蕩器產生的鋸齒波送到PWM比較器的反相輸入端，脈沖調寬電壓送到PWM比較器的同相輸入端，通過PWM比較器進行比較，輸出一定寬度的脈沖波。當調寬電壓變化時，TL494輸出的脈沖寬度也隨之改變，從而改變開關管的導通時間ton，達到調節、穩定輸出電壓的目的。脈沖調寬電壓可由腳3直接送入的電壓來控制,也可分別從兩個誤差放大器的輸入端送入,通過比較、放大,經隔離二極管輸出到PWM比較器的正相輸入端。兩個放大器可獨立使用,如分別用于反饋穩壓和過流保護等，此時腳3應接RC網絡，提高整個電路的穩定性。
如圖1所示，PWM脈沖的占空比有內部誤差放大器EA1來調制，而內部誤差?大器EA2則用來打開和關斷TL494，用于保護控制。腳2和腳15相連，并與公共輸出端腳3相連通，因腳3電位固定，所以，TL494驅動脈沖寬度主要由腳1（PWM調整控制端）來控制；腳16是系統保護輸入端，系統的過流、過壓、欠壓、過溫等故障以及穩壓或穩流切換時關斷信號都是通過腳16來控制。鋸齒波發生器定時電容CT=0.01μF，定時電阻RT=3kΩ，其晶振頻率fosc==36.6kHz。內部兩個輸出晶體管集電極（腳8和腳11）接＋12V高電平，其發射極（腳9和腳10）分別驅動V1和V2，從而控制S1和S2,S3和S4管輪流導通和關閉。
2軟件介紹
2.1電源單元和監控單元的軟件
高頻開關電源單元主要有數據采集，電壓電流輸出給定，鍵盤和LED顯示，故障處理以及與監控單元RS485通信等子程序組成。監控單元主要有鍵盤和液晶顯示，EEPROM以及與電源單元和PC機RS485通信等子程序組成。EEPROM用于存放工作參數和其他不能丟失的信息，它采用X5045芯片，X5045有512字節，內涵看門狗電路，電源VCC檢測和復位電路。
如果出現故障，電源單元立即做出相應處理，并主動向監控單元申請中斷，將故障數據傳送給監控單元，監控單元立即調用故障處理程序，如果故障嚴重將切除故障電源，并啟動備份電源，而且將故障情況傳送給PC機。
2.2均流處理程序
高頻開關電源單元將各自的電壓和電流發送給監控單元，監控單元接收到各電源單元的電壓和電流信息后，馬上進入均流判定處理程序。本程序將根據均流精度的要求，計算出該由哪個電源單元進行怎樣的調節以達到均流要求。該程序主要包括下面兩個模塊：第一個模塊主要完成電壓的檢查工作，發現電源單元電壓偏移超過要求，馬上進行相應調節，保證其電壓為要求值；第二個模塊用于進行均流計算，該模塊將找出電流偏移平均值超過規定要求的電源單元，并進行相應的調節。均流流程圖如圖2所示。
由于在實際運用中，各電源單元的電壓值并非完全一致，所以本系統對多電源單元并聯后的電壓有兩條要求。
1）多電源單元并聯時，若各電源單元之間的最大電壓偏差>0.5％，那么并聯后的輸出電壓要求在各電源單元的電壓之間；若各電源單元之間的電壓偏差均<0.5％，那么并聯后的輸出電壓應為各電源單元電壓的中間值加0.25％誤差。本要求同時兼顧了盡量提高穩壓精度和防止電壓調節過于頻繁的要求。
2）并聯后的輸出電壓與任一電源單元工作時的電壓之差≤1％（本電源要求穩壓精度<1％）。
若找不到符合要求的電壓點，則程序認為相互并聯的電源的電壓偏差過大，將停止均流調節，并按要求提出警告。
第二個模塊用于對各模塊的電流進行均流計算，在本系統中，軟件的均流精度定在5％。程序找出大于或小于平均電流的模塊，如果超過了精度范圍，程序將設置相應標志位，然后啟動通信程序，通知相應電源模塊啟動調節程序。
隨著計算機技術、多媒體技術、信號處理技術、微電子技術的不斷發展，模數（A/D）轉換器的應用已經逐漸滲透到生活中的各個領域。在許多現代先進電子系統的前端和后端都要用到GHz以上高性能A/D轉換器，以改善數字處理系統的速度和性能，特別是諸如高端示波器、數字機頂盒、激光多普勒測速、醫療成像系統以及包括無線電話和基站接收機在內的現代數字通信系統應用對高速、高性能A/D轉換器的需求不斷增加。這些應用對數據采集系統中的模擬輸入帶寬、采樣速率、信噪比等技術指標都提出了越來越高的要求，超高速A/D轉換器已經成為當前國內外研究的熱點。
轉換器結構及電路設計
在超高速A/D轉換器的設計中，一般多采用全并行flash結構、折疊內插式和時間交織等結構。全并行flash結構的優點是只需單相時鐘、結構設計簡單以及高頻性能好：缺點是所需的比較器數目與分辨率成指數關系，因此它消耗的功耗、占有的芯片面積和輸入電容也與分辨率成指數關系，因此全并行結構多適用于分辨率在8位以下的超高速A/D轉換器設計。
本文設計的8位精度、超高速A/D轉換器采用了新穎的時間交織工作模式折疊內插式電路架構，其優點是在兼顧面積和功耗的同時，可實現GHz以上的超高轉換速率。轉換器整體電路結構如圖l所示，四路8位精度、采樣率為750MHz的子模數轉換電路按照90°的時鐘相移差循環交織工作，可以實現3.0GHz的轉換速率。
折疊內插量化電路
折疊內插量化電路模塊是8位3.0GSPS A/D轉換器的核心電路，本文設計的兩級級聯折疊內插量化電路內部包括了3×3倍折疊電路和3×4倍插值電路以及高速比較器電路等。折疊技術通過對輸入信號的折疊，降低比較器的數目，在本設計中，采用3×3倍級聯折疊電路使比較器數目由約256個降低到約32個，大大節約了芯片面積和電路功耗。采用3×3倍級聯折疊，而不是一次9倍折疊有利于降低節點的寄生電容，保證電路的高帶寬。內插技術降低預放大器及折疊電路的模塊數，有利于降低量化電路的輸入電容，本文設計的轉換器采用3×4倍的高插值率使輸入電容降低為約lpF，有利于采/保電路的設計，提高電路工作速度。3×4級聯插值分散了節點的寄生電容，保證了電路的高速度。預放大電路和折疊電路，共同組成了3級放大電路，放大了差分輸入信號，有利于降低比較器失調的影響，提高比較器的量化精度。
寬帶超高速采樣/保持電路
對于8位精度的超高速A/D轉換器而言，輸入信號經采樣保持電路之后，可以變成一個準直流的信號，對于帶寬和動態建立精度的要求降低，有利于提高A/D轉換器的速度和精度。同時對折疊插值式ADC來說，信號將會通過粗通道和細通道，兩個通道對于信號進行并行處理，如不經過采樣保持電路，那么兩個通道之間的時序差別在輸出端將會產生極大的“毛刺”效應。在信號輸入端經過采樣保持電路后，可以實現兩個通道的預同步，從而使雙通道在時序方面保持同步，精度提高。
本文設計了一款新型開環全差分主從式超高速采樣/保持電路結構，如圖2所示。電路采用全差分結構有利于抵消電路的偶次諧波失真和直流失調：主從式結構通過隔離運放中較大輸入電容的影響，擴展了采樣電路的帶寬，有利于提高主采樣電路的速度及精度。另外，在采樣保持電路前端采用內部輸入驅動電路，有利于輸入信號同步和隔離輸入信號噪聲。輸入驅動電容采用NMOS管，輸出驅動電路采用PMOS管，輸入信號經歷兩次電平移位后相同，有利于后級電路的接收。四路工作在750MHz采樣率的子采樣/保持電路模塊按0°，90°，180°，270°相移時鐘先后對輸入信號進行依次采樣、保持，并循環交替工作，共同實現3.0GHz的信號采樣率。
寬帶模擬開關
良好的模擬輸入開關是一個超高速A/D轉換器實現優異性能的基礎，因此在轉換器的設計中，一個高帶寬、低失真的模擬開關是必不可少的。要使開關具有低失真特性，最基本的思想就是使得開關的柵源電壓與輸入信號無關，并盡可能地消除體效應的影響。本文設計的模擬開關電路結構如圖3所示。
圖3中，N1、N2、P1、P2、P6、P7、N9等晶體管組成了低失真、寬帶NMOs開關：其它部分用于控制開關的開啟與關斷：V1、v2是直流偏置電壓。電路的工作過程如下：當時鐘CLK1為高電平時，節點①為低電平，適當的v1、V2偏置使得P9、P10、N11均導通，所以節點④被偏置到Vdd電位，P8管導通，使得節點③的電位近似為2Vdd，從而P7和N9導通，并為N1和P1通路提供偏置電流，開關N2導通，最終N2的柵源電壓等于N1和P1的開啟電壓之和。反之，當時鐘CLK1為低電平時，節點④被電容N10自舉到接近2Vdd的電位，由于節點⑦的電位也近似為2Vdd，故P8截至，同時節點②為低電位，N4管導通，最終使得節點⑥為低電平，NMOS開關N2關斷。
高速混合型比較器
模數轉換器通過比較器才能產生最后的輸出碼，需要數量較多的比較器。比較器會為模數轉換器帶來延遲、精度、功耗、輸入電壓范圍、輸入阻抗以及芯片面積等諸多方面的影響。比較器的性能，特別是速度和精度，會直接決定模數轉換器所能夠實現的性能。
在高速A/D轉換器的設計中，一般都采用動態鎖存再生比較器。動態鎖存比較器內部包含一個交叉耦合的正反饋回路，從而能夠大大地提高比較器的速度。同時由于動態比較器在復位過程中，電路中沒有直流通路，所以相對靜態比較器，其靜態功耗大大減小。這種結構的不足之處是在復位狀態和再生狀態之間還存在一個過渡狀態，用于完成共源節點電位的建立，會影響比較器的再生速度。在再生狀態時，比較器電路中會有很大的動態電流，會產生比較大的動態誤差。由于本設計前級電路的增益足夠大，能夠使得比較器自身的失調電壓被忽略。因此，在進行比較器的設計時，可放寬對于失調電壓的要求，著重提高比較器的再生速度。
本文所設計的比較器如圖4所示。CLK為高電平時，M13、M16、M20、M23開啟，再生級的N2、N3會被復位到相同的電位。而由于M17被一個預設的直流電平偏置，這時節點N1仍會維持在一個較高的電位。當cLK為低電平時，M13、M16、M20、M23均關閉，比較器工作在再生狀態。前級電路的輸入VINN、VINP通過M14、M15輸入到鎖存再生級。M11和M12構成了一組正反饋，正反饋使得N1、N2的輸出電位被分離成一組不平衡的輸出（一端為高接近vDD，一端為低接近GND）。這一組非平衡的輸出經過輸出鎖存級進一步的調整后，產生最終的比較器輸出信號。
與傳統的動態鎖存式比較器相比，增加了一個由預設直流電平偏置的管子M17，M17會在比較器的工作過程之中一直穩定地提供一個恒定的靜態電流，從而大大提高了比較器的再生速度，完全滿足本文轉換器設計對于比較器速度的要求。
數字校準技術
數字校準技術的應用可以使得在進行超高速A/D轉換器設計時，著重注意A/D轉換器的速度性能提高，打破按器件匹配進行設計的傳統方式。在進行A/D轉換器設計時，可以選用更有利于發揮A/D轉換器速度優勢的器件，將進行失調校正、精度優化的工作由數字校準技術完成。對于超高速折疊內插A/D轉換器而言，在選擇校準方法時，首先要考慮到其校準的速度要求，在優先保證高速度的前提下，再考慮其精度。因此，本文中的超高速折疊內插A/D轉換器采用了前臺數字校準方法，結構如圖5所示。
其工作過程如下：校準電阻串采用N組間隔均勻的校準矢量電壓VCAL，為N個直流電平。輸入MUX模擬開關電路為二選一電路，在正常模式下選擇外部信號輸入，在校準模式下選擇矢量電壓VCAL輸入。校準邏輯模塊對校準模塊進行邏輯控制和時序控制?？杉?可減計數器是校準電路的運算核心，產生的數值將作為電流DAC的碼位，并產生對應的調整電流。ADC模塊的比較器產生輸出信號，這個輸入信號作為ADC模塊的反饋在校準部分輸入，通過對于反饋信號的判斷，調整接口DAc的電流大小，從而使得A/D轉換器的誤差得到補償，實現電路的校準。由于校準矢量信號依次通過了采保電路和轉換電路，故整個模擬通道都得到了校準。
仿真結果
單元電路模塊在Spectre仿真條件下進行設計仿真，包括電壓拉偏、溫度拉偏以及工藝角拉偏仿真等：整體電路的前仿及后仿則全部采用快仿工具完成仿真。轉換器電路主要技術指標的仿真結果匯總見表1。
流片及測試結果
本文設計的8位3.0GSPS A/D轉換器晶體管總數約為70萬個，整體測試結果版圖面積約為4.10×4.05mm2，采用0.18μmCMOs工藝流片，選用LQFP144封裝，電路照片見圖6。圖7、圖8和圖9分別給出了轉換器樣片典型應用條件下的DNL、INL以及輸入為747.390906MHz正弦波信號時的頻譜分析結果。從圖中可以看出，本文設計的8位3.0GSPS A/D轉換器DNL最大值為0.22LSB，INL最大值為0.32LSB，常溫條件下轉換器的有效位為6.95Bits、信噪比達44.10dB、信噪諧波失真比為43.57dB、總諧波失真為-52.68dB、無
自動調節的一般方法
多頻同步顯示器能夠自動適應顯示模式的變化，捕捉同步信號，實現行、場掃描的同步而不致于發生顯示混亂的情況，同時又能在信號頻率變化時自動調節行、場電路的工作狀態，使畫面的幅度（行幅和場幅）不發生明顯的變化。具體表現在下述幾個方面：
1. 控制行、場振蕩器的振蕩頻率，迫使行、場振蕩頻率和相位與外部輸入的行同步信號同步；
2. 作為場幅控制信號，控制場掃描電路場幅控制端，使得場幅不隨場頻的增加而縮??；
3. 改變行逆程電容容量，使其隨行頻的升高而增加，保持逆程脈沖幅度的穩定，從而使行輸出變壓器副邊的中、高壓保持穩定，以實現亮度的穩定；
4. 改變行偏轉電路中S校正電容的容量，使其隨行頻的升高而增加，使得顯示的圖像不隨行頻的變化而產生S形幾何失真。
為了達到上述目的，常見的實現方法有兩種。一種方法是利用頻率/電壓轉換集成電路LM331N將各種顯示模式下的同步信號的不同頻率轉換成相應的直流電壓信號，在顯示器的自動調節電路中可以使用該電壓信號實現上述所有項目的自動控制。另一種方法是利用多頻顯示器專用的同步信號處理集成電路WT8043或WT8045等直接控制顯示器的各部分電路，實現顯示控制參數的自動調節。下面詳細介紹這兩種自動調節電路的實現原理。
LM331N構成的參數自動調節電路
LM331N是一種精密頻率/電壓轉換器，它有兩種封裝形式，如圖1所示。該集成電路采用一種“能隙基準電路”，使之具有非常好的溫度特性，當電源在3.9~40V范圍內變化時，f/V轉換的精度可達±0.01%。LM331也可以反過來作為V/f轉換器使用。
圖2是由LM331N構成的頻率/電壓轉換電路，圖中的fH是是行同步輸入信號頻率，VH是輸出電壓，該電路的功能是將不同的輸入信號頻率fH轉換成不同的直流輸出電壓VH。
在由LM331N構成的f/V轉換電路中，VH和fH之間存在確定的線形關系，VH = kfH。其中k是一個常數，它由外接R、C元件的參數決定，可以用公式k = 2.09×RL/RS×(Rt×Ct)進行計算，其中RL為外部負載電阻、RS為基準電流調節電阻、Rt為定時電阻、Ct為定時電容。在上面的電路中，k = 2.09×RL/(VR1+R5)×(Rt×Ct) ≈ 0.27。
根據上述關系，可以算出各種顯示模式所對應的VH：VCGA= 0.27×15.6 ≈4.2V， VEGA= 0.27×21.7 ≈ 5.9 V，VVGA= 0.27×31.5 ≈ 8.5V。
該芯片的供電電壓Vc可根據實際需要確定，如果需要輸出的電平高，則應提高供電電壓，一般可取+5~+27V。
由頻率/電壓轉換電路得到了隨行頻fH作線形變化的電壓VH，利用VH就可以對各部分的電路參數進行自動調節了。下面是利用LM331構成的自動S 校正電路的一個實例。
顯示器中的S校正，是通過在偏轉電路中串聯電容（稱之為S校正電容Cs）來實現的，S自動校正實際上只能通過多個逆程電容CS0、CS1、CS2、CS3、…等的不同組合使S電容總容量發生變化，從而實現按頻率變化的分段補償。所以，不能直接使用VH，而必須進行相應的處理，將VH按照數值的變化進行分割，用分割后的電壓值去控制串聯在S校正電容回路中的電子開關，使其“通”或“斷”，以達到增加或減少電容個數的目的。
圖3是一個典型的自動S校正電路。行頻信號fH從LM331的6腳輸入，變換成電壓信號VH后，經過電壓跟隨器HA17538進行信號緩沖，送至四電壓比較器LM339的負極，在4個比較器的正極上由分壓電路提供了4個互不相同的對應于相應視頻模式的基準電壓Er1~Er4。我們已經知道，當顯示器分辨率設定較高時，fH較高，VH也高。當LM339四個比較器的公共正極上的電壓高于某個比較器的負極基準電壓時，則該比較器輸出低電平，使場效應管（其作用相當于電子開關）截止，該回路則處于斷開的狀態。
反過來，行頻越低，并聯的電容數量越多，S校正電容的容量也越大。作為極端的情況，當顯示模式被設定在該顯示器的最小分辨率狀態時，四個比較器均輸出高電平，四個場效應管均飽和導通，逆程電容為5個電容并聯的總容量，即CS = CS0 + CS1 + CS2+ CS3 + CS4。而當顯示模式被設定在該顯示器的最大分辨率狀態時，四個比較器均輸出低電平，這時逆程電容僅有CS0起作用。
采用LM331構成的自動調節電路實現參數的自動適應的方法，同樣可以實現亮度的自動控制。具體做法是：通過使用LM331輸出的電壓VH來改變逆程電容的數量或電路結構，以改變逆程電容的容量，達到亮度的自動控制，使屏幕亮度不隨頻率的升高而自然增大。
以LM331N為核心構成的自動調節電路，其輸出的電壓難以直接被自動調節電路使用，而需要另外的電路進行轉換，因而電路復雜，它正在被專用芯片WT8043所取代。
WT8043構成的參數自動調節電路
WT8043系列芯片（如圖4）是臺灣偉詮公司推出的多頻同步顯示器專用的同步信號處理IC，具有行頻與場頻鑒別、顯示狀態選擇、同步脈沖極性檢測與轉換等功能。使用該器件可實現多頻同步顯示器的自動幅度控制及行頻范圍的自行設定。
使用WT8043芯片實現行供電電壓的自動調節的方法是：在WT8043的輸出端產生隨頻率變化的控制電壓，利用該電壓來控制開關電源向行電路供電的電壓調節電路，使其輸出電壓隨頻率的增加而升高，所以簡便而可靠。
下面以OLITI牌15英寸彩顯為例，說明使用WT8043實現行幅度自動調節的原理和方法。圖5是具體電路。圖中Q803的工作狀態是受顯示器工作模式控制的，行頻改變，其基極電壓隨之改變，從而控制前級Q504及Q503的導通狀態，達到改變行供電電壓的目的。
當顯示模式為標準VGA（行頻為31.5kHz），WT8043的7、8、9腳均為高電平，D807、D808和D810均截止，此時的A點電壓較高，Q803截止，行電路僅由D507整流輸出供電，電壓較低。
關鍵詞：霍耳效應；電機控制；自動重啟；脈沖寬度調制
1879年，霍耳發現：沿x方向流過的電流受到其垂直方向(z方向)的磁場作用時，帶電離子會受到y方向的磁力影響而產生電勢積累，這就是霍耳效應。其中產生的電勢差稱為霍耳電壓。由于變化的磁場會產生變化的電場，那么，利用霍耳效應做磁場監測是可行的，事實上也是目前普遍采取的方法?；诨舳膫鞲幸豢刂菩酒瑥V泛應用在電機控制、手機、電動車、電流及磁場測量等領域。
實際應用中，例如常用于PC散熱等用途的直流無刷電機，由于外部障礙物等因素，可能異常停止運轉。那么，電機控制芯片需要通過霍耳傳感器對磁場相位監測，判別異常停轉情況，及時關閉電機并延時重啟，以便電機能夠恢復正常工作。
圖1給出了本設計中霍耳效應電機控制芯片的設計框圖，由霍耳感應單元得到與磁場變換相關的電壓信號，經放大器放大及磁滯比較器判別，控制邏輯監測電機的運行狀態，做出關斷或延時自啟動等功能，功率輸出管驅動外部電機工作。
通常，電機需要在較寬的電壓范圍工作。在本設計中，目標要求芯片能夠工作在3.3V～28V的電壓范圍，并且當電機控制電壓高于54.7V時，將輸出電壓鉗位防止燒毀電機。
芯片工作電壓由其內部電壓源產生，而常見的帶隙基準很難在這樣寬的電壓范圍內正常的工作。因此，設計中采用三極管時代流行的齊納二極管鉗位方法產生電壓源，如圖2所示。這種電壓源可以在很寬的電壓范圍工作，但也有電流消耗較大，且輸出隨電源電壓、溫度變化較大等諸多缺點。所幸在電機應用中，這些缺點是次要的。
當電壓VIN高于齊納管的反向擊穿電壓(一般約為6～7V，這里取6.5V)后，Vz電壓被鉗制在6.5V，R1起到限流的作用。而VIN低于6.5V而高于一定值，M1也可以導通，使得VCC有電壓，同樣可使內部電路工作。其中，M1，M2，M3皆為高壓器件。經過適當設計，該電壓源可以在3V～65V之間工作。
霍耳感應單元常用的形狀和工藝材料有多種，此設計使用正方形外形并基于無特殊摻雜的CMOS工藝。在圖3左圖中，電流自+Vs流向地端，磁場垂直于該片面，則將在方形的另外兩頂點之間會形成霍耳電壓Vol。而通過開關控制，在下一時刻，電流流向及霍耳電壓取向改為右圖所示，這樣也能夠消除硅片的壓電電阻(AR)效應。這樣較其他設計中常見的采用2個或4個霍耳感應單元消除壓電電阻效應的方法更省面積，復雜度也有所減小。
感應的霍耳電壓經過放大器放大和磁滯比較器輸出相應的數字信號。根據實際情況，在典型情況下可以將工作點設為30高斯，釋放點設為_30高斯，磁滯寬度為60高斯。
磁滯比較器的輸出信號交由芯片控制邏輯部分處理。為克服電機工作中的意外終止，本設計包含了防鎖死及自動重啟機制。該機制根據比較器輸出信號相位的改變進行邊沿監測、計數、重置等工作，與其他邏輯信號來判斷芯片的工作狀態。
防鎖死重啟電路及時序如圖4所示，CompA經過延遲后與延遲之前信號進行異或運算，即可監測出脈沖邊緣變化。若使用1 MHz的時鐘信號，計數器持續計數到21s=262,144ps時，電路進入鎖死狀態。21位計數器繼續工作直到溢出，其間時間差為221218=1,835,008us，約1.8秒后嘗試重啟，直到電機正常工作。
【關鍵詞】霍爾傳感器 轉速儀 霍爾效應 信號處理
轉速儀設計用到的傳感器為霍爾傳感器，霍爾傳感器是一種磁電式傳感器。它是利用霍爾元件基于霍爾效應原理而將被測量轉換成電動勢輸出的一種傳感器。由于霍爾元件在靜止狀態下，具有感受磁場的獨特能力，并且具有結構簡單、體積小、噪聲小、頻率范圍寬（從直流到微波）、動態范圍大（輸出電勢變化范圍可達1000：1）、壽命長等特點，因此獲得了廣泛應用。例如，在測量技術中用于將位移、力、加速度等量轉換為電量的傳感器；在計算技術中用于作加、減、乘、除、開方、乘方以及微積分等運算的運算器等。本設計由轉速模塊、霍爾轉速傳感器、信號處理電路、頻率計和LED顯示模塊組成。選用霍爾轉速傳感器作為測速元件，其工作原理是：在轉軸的圓周上粘上磁鋼，讓霍爾傳感器靠近磁鋼，轉軸旋轉時，霍爾電勢就同頻率相應變化。把輸出的信號送給放大、整形等信號處理電路得到脈沖信號，最后通過測頻（計數）電路就可以得到被測轉速。
一、轉速模塊
轉速模塊電機為直流電動機，直流電動機具有良好的起動、制動性能，宜于在大范圍內平滑調速。直流電機的轉速和施加于電機兩端的電壓有關，本設計電機調速電壓為2-15V，轉速最大為50轉/s，轉速隨著調速電壓的增大而增大。
二、霍爾傳感器
霍爾傳感器是利用霍爾效應實現磁電轉換的一種傳感器，它具有靈敏度高，線性度好，穩定性高、體積小和耐高溫等特點，所以，在測量技術、自動化技術和信息處理等方面得到了廣泛的應用，通常被用來測量位移、壓力、轉速等物理量。使用霍爾傳感器獲得脈沖信號，其機械結構可以做得較為簡單，只要在轉軸的圓周上粘上一粒磁鋼，讓霍爾開關靠近磁鋼，就有信號輸出，轉軸旋轉時，就會不斷地產生脈沖信號輸出。如果在圓周上粘上多粒磁鋼，可以實現旋轉一周，獲得多個脈沖輸出。在粘磁鋼時要注意，霍爾傳感器對磁場方向敏感，粘之前可以先手動接近一下傳感器，如果沒有信號輸出，可以換一個方向再試。這種傳感器不怕灰塵、油污，在工業現場應用廣泛。在本設計中采用的傳感器為某種型號的霍爾轉速傳感器 。它的感應對象為磁鋼。當被測體上嵌入磁鋼，隨著被測物體轉動時，傳感器輸出與旋轉頻率相關的脈沖信號，達到測速或位移檢測的發訊目的。由于安裝使用方便，通用性好，已被廣泛應用于各種領域。
三、信號處理電路
如圖1所示為信號處理電路，在電源輸入端并聯電容C2用來濾去電源尖嘯，使霍爾元件穩定工作。H表示霍爾元件，在霍爾元件輸出端（引腳3）與地并聯電容C3濾去波形尖峰，再接一個上拉電阻R2，然后將其接入LM324的引腳3。用LM324構成一個電壓比較器，將霍爾元件輸出電壓與電位器RP1比較得出高低電平信號給單片機讀取。C4用于波形整形，以保證獲得良好數字信號。LED便于觀察，當比較器輸出高電平時不亮，低電平時亮。
電壓比較器的功能：比較兩個電壓的大?。ㄓ幂敵鲭妷旱母呋虻碗娖?，表示兩個輸入電壓的大小關系）： 當“+”輸入端電壓高于“-”輸入端時，電壓比較器輸出為高電平； 當“+”輸入端電壓低于“-”輸入端時，電壓比較器輸出為低電平；比較器還有整形的作用，利用這一特點可獲得良好穩定的輸出信號，不至于丟失信號，能提高測速的精確性和穩定性。
圖1信號處理電路
四、頻率計和顯示單元
頻率計顯示屏由五位數碼管組成最大顯示99999HZ，精度3%；選擇開關控制頻率計輸入端，作為頻率表使用，被測信號范圍為0.5VP-P-20VP-P；頻率顯示范圍為1Hz-10KHz；作為頻率計精度為5%。轉速儀整體組建圖如圖2所示：轉盤與電機安裝在一起，隨電機轉動，電機控制轉速電壓為2-15V可調，轉盤上安裝磁鋼，霍爾傳感器安裝在傳感器支架上，使霍爾元件正對著轉盤上的磁鋼。當轉盤旋轉時，霍爾傳感器就輸出周期性的脈沖信號。該脈沖信號送給頻率計和顯示單元，就會在顯示器上顯示出當前轉盤轉動的頻率。
圖2轉速儀組建圖
霍爾傳感器具有不怕灰塵、油污，安裝簡易，不易損壞等優點，在工業現場得到了廣泛應用。利用霍爾傳感器設計的轉速測量系統硬件電路簡單，容易調試， 測試結果表明對電動機轉速的測量精度較高，基本能夠滿足實際的測試需要，有一定的實際應用價值。
參考文獻：
[1]何希才，薛永毅.傳感器及其應用實例[M].北京：機械工業出版社，2004.1
引言
由于電力變換裝置均工作在大功率環境中，過流和短路是不可避免的。為了確保電力變換裝置安全可靠地工作，有效的電流保護設計是必須的。而過流相對于短路對變換裝置的危害要小，再加上各種資料對過流保護介紹得比較多，故在此主要討論電力變換裝置中的短路保護的設計。
現代電力變換裝置均采用大功率半導體開關器件，其所能承受的電流過載能力相對于旋轉變流裝置要低得多，如IGBT一般只能承受幾十個μs甚至幾個μs的過載電流，一旦短路發生就要求保護電路能在盡可能短的時間內關斷開關器件，切斷短路電流，使開關器件不致于因過流而損壞。但是，在短路情況下迅速關斷開關器件，將導致負載電流下降過快而產生過大的di/dt，由于引線電感和漏感的存在，過大的di/dt將產生很高的過電壓，而使開關器件面臨過壓擊穿的危險。對于IGBT，過高的電壓又可能導致器件內部產生擎住效應失控而損壞器件。因此，必須綜合考慮和設計電力變換裝置短路保護，以確保電流保護的有效性。
1 短路保護電路的設計
由于IGBT綜合了場效應管輸入阻抗高，驅動功率小和雙極晶體管電壓容量大，電流密度高的優點，而成為了現代電力變換裝置中使用最廣泛的一種開關器件，下面以其為保護對象進行討論。
1.1 過流信息檢測
為了實現IGBT的短路保?，必須進行過流檢測。適用于過流檢測方法，通常是采用霍爾電流傳感器直接檢測IGBT的電流Ic，然后與設定的閾值進行比較，用比較器的輸出去控制驅動信號的關斷；也可以檢測過流時IGBT的集射極電壓Vce，因為管壓降含有短路電流的信息，過流時Vce將增大，且基本上與Ic呈線性關系，故檢測過流時的Vce并與設定的閾值進行比較，用比較器的輸出控制驅動電路的關斷，也可完成過流保護。
1.2 降柵壓軟關斷半導體開關器件
在短路電流出現時，為了避免關斷IGBT時di/dt過大形成過電壓，導致IGBT失控或過壓損壞，通常采用降柵壓的軟關斷綜合保護技術。即在檢測到過流信號后首先是進入降柵壓保護，以降低故障電流的幅值，延長IGBT承受過載電流的時間。在降柵壓動作后，設定一個固定延遲時間以判斷故障電流的真實性，如在延遲時間內故障消失則柵壓自動恢復；如故障仍然存在則執行軟關斷，使柵壓降至0V以下，最終關斷IGBT。采用降柵壓軟關斷綜合保護技術可使故障電流的幅值和下降率以及過電壓都受到限制，使IGBT的運行軌跡處于安全區內。
圖2
在設計降柵壓軟關斷保護電路時，要正確選擇降柵壓的幅度和速度。如果降柵壓幅度較大（如7.5V以上），則降柵壓的速度就不要太快，一般采用2μs左右的下降時間。由于降柵壓幅度大，集電極電流已經較小，則封鎖柵極可快些，不必采用軟關斷。如果降柵壓幅度較?。ū热?V以下），則降柵速度可快些，而封鎖柵壓的速度必須慢，即采用軟關斷，以避免產生過高的過電壓。
1.3 降頻“打嗝”的保護
在大功率負載中為了使電源在短時間的短路故障狀態下不中斷工作，又能避免連續進行短路保護產生熱積累而損壞IGBT，可采用使工作頻率降低的方法形成間歇“打嗝”的保護，待故障消除后又恢復正常工作。降頻“打嗝”的保護并非每個保護電路都必需。
2 幾種實用的IGBT短路保護電路及工作原理
2.1 利用短路時Vce增大實現的短路保護電路
圖1是利用IGBT短路時Vce增大的原理實現保護的電路，專用于EXB841驅動電路。如果發生短路，含有IGBT過流信息的Vce不直接送至EXB841的IGBT集電極電壓監視腳6上，而是快速關斷快速恢復二極管VD1，使比較器IC1（LM339)的V＋電壓大于V－電壓，比較器輸出高電平，由VD2送至EXB841的腳6，啟動EXB841內部電路中的降柵壓及軟關斷電路，低速切斷電路慢速關斷IGBT，既避免了集電極電流尖峰損壞IGBT，又完成了IGBT短路保護。該電路的特點是，消除了由VD1正向壓降隨電流不同而引起關斷速度不同的差異，提高了電流檢測的準確性，同時，由于直接利用EXB841內部電路中的降柵壓及軟關斷功能，整體電路簡單可靠。
2.2 利用電流互感器實現的短路保護電路
圖2是利用電流互感器實現過流檢測的IGBT短路保護電路。其中電流互感器TA的初級串接在IGBT的集電極電路中，次級感應的過流信號經整流后送至比較器IC1的同相輸入端，與反相端的基準電壓Vref進行比較，IC1輸出VB至具有正反饋的比較器IC2的同相輸入端C點，由IC2的輸出經R8接至EXB841的腳6上。不過流時，IC1的VA小于Vref，輸出VB為低電平約0.2V，經R1送到IC2比較器的同相端C形成VC，因此時VC小于Vref，IC2輸出為低電平，EXB841正常工作。當出現過流時，電流互感器檢測到的整流電壓將升高，VA大于Vref，VB為高電平，由R1給C3充電，經一定的延時后，VC將大于Vref，IC2輸出高電平，EXB841保護電路工作，使IGBT降柵壓軟關斷。IGBT關閉后，電流互感器初級無電流流過，使VA又小于Vref，VB又回到0.2V左右，C3經R1放電，當VC小于Vref時，IC2輸出低電平，電路重新進入工作狀態。如果過流繼續存在，保護電路又恢復到原來的限流保護工作狀態，反復循環使EXB841的輸出驅動波形處于間隔輸出狀態，使IGBT輸出電流有效值減小，達到保護IGBT的目的。電位器W1用于調整IC1比較器過流動作閾值。電容器C3可經D5和R5快速充電，經R1慢速放電，只要合理地選擇R1，R5和C3的參數，可實現EXB841比較快關閉IGBT而較慢恢復IGBT。正反饋電阻R7保證IC2比較器具有遲滯特性，和R1和C3充放電電路一起，保證IC2輸出不致于在高、低電平之間頻繁變化，使IGBT頻繁開通、關斷而損壞，提高了電路的可靠性。
圖3
2.3 利用短路Vce和電流互感器過流檢測同時實現的短路保護電路
圖3是利用IGBT過流集電極電壓檢測和電流互感器過流檢測同時實現的短路保護電路。當負載短路（或IGBT因其它故障過流）時，IGBT的Vce將增大，VD1關斷，導致由R1提供的電流經R2和R3分壓器提供的電壓，使V3導通，從而使IGBT柵極電壓由VD3所限制而降壓，限制了IGBT峰值電流的幅度，該電壓同時經R5及C3延遲使V2導通，送去軟關斷信號。為了提高短路保護電路的可靠性，圖3電路還增加了短路電路檢?保護，它是由電流互感器TA，整流橋U和IC1等組成，短路發生時經電流傳感器TA檢測出短路電流信號，使比較器IC1輸出高電平，該高電平一方面使V3管導通，完成IGBT的降柵壓保護，另一方面由V2導通進行IGBT軟關斷保護。
2.4 具有降柵壓軟關斷及降低工作頻率的綜合短路保護電路
圖4是一具有降柵壓軟關斷及降低工作頻率的綜合短路保護電路。
正常工作時，驅動輸入信號Vi為低電平，光耦IC4不導通，V1及V3導通，輸出負驅動電壓VE，IGBT（V4）關斷；當驅動輸入信號Vi為高電平時，光耦IC4導通，V1截止而V2導通，輸出正驅動電壓VC1，功率開關管IGBT導通。發生短路故障時，IGBT集電極電壓Vce增大，由于VD5截止導致比較器IC1輸出高電平，V5導通，由VD2限壓實現對V2降柵壓，從而實現了IGBT軟降柵壓保護，V2降柵壓幅度由穩壓管VD2決定，軟降柵壓時間由R6和C1決定約為2μs。IC1輸出的高電平同時經R7對C2進行充電延時約5～15μs后，C2上電壓達到穩壓管VD4的擊穿電壓，V6導通。V6導通后，一方面使光耦IC5導通啟動降頻過流保護電路工作，另一方面由R9和C3形成約3μs的軟關斷柵壓，完成對IGBT軟關斷柵壓保護。
圖4
V5導通時，V7經C4和R10電路形成的基極電流導通約20μs，在降柵壓保護后將輸入驅動信號閉鎖一段時間，不再響應輸入端的關斷信號，以避免在故障狀態下形成硬關斷過電壓，使驅動電路在故障存在的情況下能執行一個完整的降柵壓和軟關斷保護過程。
降頻過流保護電路主要由時基555電路（IC2），光耦IC5，V8和V9三極管等組成。V6導通時，光耦IC5導通，時基電路IC2的觸發腳2獲得負觸發信號，555腳3輸出高電平，V9導通，IC3與門被封鎖，封鎖時間由定時元件R15和C5決定（約1.2s），使工作頻率降至1Hz以下，驅動器的輸出信號將工作在所謂的“打嗝”狀態，避免了發生短路故障后仍工作在原來的頻率下，而頻繁進行短路保護導致熱積累而損壞IGBT。只要故障消失，電路又能恢復到正常工作狀態。
2.5具有檢測高頻交流電流短路的保護電路
圖5
該電路如圖5所示。R4為輸出電流取樣電阻，電路正常工作時，IC1的輸出電壓UA不足以使D3（9.1V）或D4（9.1V）擊穿導通，V1和V2均不導通，IC2不工作，V3導通輸出低電平，EXB841驅動電路正常工作。如果電路有過流現象出現時，假定發生在正半周，IC1輸出的UA為負電壓，使得D3擊穿，D4導通，V2導通，電流經D2，R8，V2，R1，使光耦IC2導通，輸出過流信號，V3截止輸出高電平。若負半周過流發生，IC1輸出UA為正電壓，使D4擊穿，D3導通，V1導通，電流經R7，V1，R8和D1，使IC2通電工作，V3截止輸出高電平。當V3截止輸出高電平時，啟動EXB841內部短路降柵壓軟關斷電路工作，完成對IGBT的保護。這樣，只要電路有過流現象發生，保護電路就會立即動作，對電路進行有效地保護，防止損壞IGBT。該電路對低頻交流電路和直流電路短路電流保護同樣有效。由于PN結穩壓值隨溫度升高而升高，而PN結正向導通值隨溫度升高而降低，故D3及D4反向串聯具有良好溫度補償作用，使電路熱穩定性相當好。
